Блок питания с шим на мосфете: Импульсный блок питания 250 Ватт

Содержание

Ремонт импульсных блоков питания (ремонтные модули)

Стоимость: $0,5

Сегодня я хочу рассказать о модулях для ремонта импульсных блоков питания ( далее — ИБП). Импульсные блоки питания достаточно сложные изделия и они нередко выходят из строя (особенно изделия нонейм невысокого качества). Стоит ли их ремонтировать? Не всегда. Часто, если блок питания не очень качественный и имеет стандартное напряжение,  гораздо проще, быстрее и дешевле просто купить новый готовый блок питания или высококачественную  плату с разборки (китайцы часто недорого продают платы брендовые блоков питания с разборки или после восстановления).  

Давно не писал. Проект kupislonica некоммерческий (по этой причине меркантильные авторы сбежали на другие ресурсы, писать хвалебные обзоры на товары бесплатно предоставляемые магазинами, что, вероятно, к лучшему). Теперь это полностью мой блог (ну может будут ещё 1-2 автора). Так а как работы за которую платят (и неплохо) у меня хватает и она идет вне очереди, статьи долго не писались.

Но, наконец, я решил возобновить это неблагодарное дело, тем более что информации для написания статей накопилось масса.  

Бывают случаи, когда блок питания просто поменять не так уж просто или вообще невозможно. Например, если он имеет несколько нестандартных напряжений на выходе, необычные размеры или интегрирован в основную плату дорогого и/или уникального изделия. В таком случае альтернативы ремонту нет. А отремонтировать ИБП иногда сложно и недешево. При проблеме в «горячей» части обычно пробивает силовой транзистор, который тянет за собой низкоомный токовый резистор, микросхему ШИМ, диодный мост, предохранитель а иногда и синфазный дроссель. В совокупности, стоимость этих деталей уже велика, и это не считая  времени, затраченного на ремонт, а время это один из самых дорогих ресурсов. Много времени часто уходит на то, чтобы распознать элементы, найти и купить их или их аналоги. Иногда микросхемы ШИМ не имеют маркировки или она затерта и приходится искать соответствие по выводам, подбирать варианты и изучать даташиты.

Иногда специфические микросхемы или мосфеты бывает сложно приобрести или доставка очень долгая. При заказе можно нарваться на перемаркировку и, прождав пару месяцев, сжечь их при первом включении или первой серьезной нагрузке.  И самая худшая на мой взгляд ситуация: блок питания уже кто-то пытался ремонтировать, «перепахал» половину платы, поднял и повредил часть дорожек, заменил некоторые детали (и не факт что на аналогичные а не на те, похожие, что были под рукой). При  таком варианте время, которое придется затратить на то чтобы восстановить схему, найти все проблемы, заказать и приобрести детали, может превысить все разумные пределы и сделать ремонт нерентабельным, даже если клиент готов дорого платить. Вот тогда-то и помогают ремонтные модули. 

Они предназначены для того чтобы быть встроенными в любой ИБП после выпрямителя, подключиться к существующему силовому трансформатору и обеспечить работу блока питания в штатном режиме, не касаясь «холодной» части схемы, тем самым сохранив все напряжения и настройки ремонтируемого блока питания.  Стоимость таких ремонтных модулей невелика (часто ниже чем стоимость деталей, которые нужно заменить при ремонте ИБП а время ремонта гарантированно сокращается до десятков минут. 

Справка: ремонтные модули появились уже довольно давно и предназначались для ремонта блоков питания телевизоров. Они были построены на контроллерах Gakun и активно обсуждались на ремонтных форумах. Гакун стало именем нарицательным, как в свое время Ксерокс, джакузи, унитаз, бендикс и т.п. Модули GAKUN стоили немало, от десяти долларов и выше, но при ремонте телевизора ценой от нескольких сотен до тысяч долларов такая стоимость была оправданной, модули окупались.  

К тому времени я уже не занимался ремонтом телевизоров, а при ремонте сетевого оборудования или другой недорогой техники высокая стоимость ремонтных модулей сводила смысл ремонта к нулю и GAKUN были для меня не интересны. Проще уж было вкорячить какой-нибудь ТОР или TNY. Но мне хотелось более изящных решений при ремонтах, я даже сам начал разрабатывать ремонтный модуль на микросхеме KA5M63035R (десяток их у меня завалялся, вот и хотелось пустить их в дело), разводить печатную плату и т. п. Но до серии дело не дошло. Китайцы наладили массовое производство нескольких видов ремонтных модулей. И пусть они сделаны неидеально, их цена в несколько раз ниже, чем себестоимость при собственном изготовлении и это решающий фактор. 

Ремонтные модули бывают разные по мощности и по схеме включения. Есть модули практически вообще не использующие схему ремонтируемого блока и требующие для своего подключения всего 5 точек: плюс и минус высоковольтного конденсатора, drain мосфета долженен быть удален), плюс и минус выходного напряжения. На плате такого модуля есть сам ШИМ контроллер, мощный MOSFET, миниатюрный трансформатор питания с выпрямителем, схема стабилизации с оптопарой и подстроечный резистор чтобы выставить напряжение стабилизации. 

Мощность блоков питания, которые можно починить с помощью таких модулей ограничивается только мосфетом на модуле (можно заменить на нужный). Стоят такие модули от 2 долларов и выше (изначально можно выбрать с мосфетом нужной мощности), у них есть свои недостатки но о них таких ремонтных модулях я напишу отдельный обзор, они того стоят.   

Самые простые и дешёвые (я брал от 50 центов) ремонтные модули состоят из миниатюрной платки, контроллера со встроенным силовым транзистором и пары деталей. И про них я и хочу сегодня рассказать. 

Данные ремонтные модули сделаны на микросхеме FSDM0465 (или FSDM0565) и используют обмотку самопитания штатного трансформатора ремонтируемого блока питания и его оптопару,  предполагая тем самым что схема контроля напряжения ремонтируемого блока питания исправна.  

Что обещает нам микросхема 

Features
■ Internal Avalanche Rugged SenseFET
■ Advanced Burst-Mode Operation Consumes
under 1W at 240VAC and 0.5W Load
■ Precision Fixed Operating Frequency: 66kHz
■ Internal Startup Circuit
■ Improved Pulse-by-Pulse Current Limiting
■ Over-Voltage Protection (OVP)
■ Overload Protection (OLP)
■ Internal Thermal Shutdown Function (TSD)
■ Abnormal Over-Current Protection (AOCP)
■ Auto-Restart Mode
■ Under-Voltage Lock Out (UVLO) with Hysteresis
■ Low Operating Current: 2.

5mA
■ Built-in Soft-Start

Как по мне, так очень даже неплохо. Некоторые продавцы на своих страницах обещают мощность до 180W. В даташите на FSDM0465 не так оптимистично, мощность указана до 56W. Модули на FSDM0565 то же самое, но мощность до 80W.

На это имеет смысл обратить внимание при покупке. Иногда выгоднее купить на 2-3 цента дороже но иметь полуторный запас мощности.

Приехали данные модули прямо на общей плате. Нужен тебе – отломай и используй.

Это говорит о том что врядли их кто-то тестирует перед продажей, запаяли и вперёд. О том что это не промышленное производство говорит и то, что на общей плате запаяны микросхемы с абсолютно разными маркировками, датами производства и даже разными стилями лазерной маркировки (не факт что среди десятка нормальных нет 1-2 перемаркированных и нерабочих). Но мне пока нерабочие не попадались.

Кроме микросхемы ШИМ со встроенным силовым транзистором там всего пару деталей и разноцветный шлейф. Я не исключаю, что у разных подвальных производителей цвет проводов может отличаться, поэтому нужно перепроверять а не надеяться на описание подключения только по цвету, тем более у некоторых продавцов в описании фигурирует синий провод, который на самом деле белый. Вероятно описание взяли с чужой странички.  

Разобраться что куда подключать не так уж сложно. Но это если продавец любезно выложил у себя на странице условную схему блока питания с указанием точек подключения.

Что-то типа такого. Но это не лучший вариант инструкции. Продавцы часто не понимают что они продают и выкладывают картинки, которые воруют у конкурентов. Смотрите внимательно.

У некоторых есть описание текстом. Гуглоперевод с китайского на английский а потом с английского на русский сложен к пониманию, я по крайней мере не стал на него полагается. Проще поискать по страницам аналогичных товаров других продавцов, особенно если товар продают дороже. Есть вероятность что для товара за более высокую цену продавец потратил чуть больше времени на описание и может быть приложил схему подключения.

 

Типа такой. Ну вот, другое дело! Все понятно ведь?

Или такой. 

Для владеющих английским будет полезна такая картинка:

Я же составил простую табличку:

Цвет провода Назначение
Зеленый +320V («плюс» высоковольтного конденсатора)
Желтый Сток мосфета (Drain), трансформатор 
Красный Самопитпние ШИМ
Белый FB с оптопары
Черный Общий провод («минус»высоковольтного конденсатора)

А вот моя примерная схема условного блока питания с цветными точками куда что подключать.

С помощью данного типа ремонтных блоков я вернул в строй несколько дорогостоящих приборов, которые казались уже неподьемными, так как в разное время прошли через нескольких ремонтников с разной степенью криворукости и на платах встроенных блоков питания питания живого места не было.  

Но давайте уже перейдем к делу, я на практике покажу как восстановить убитый ИБП.

Ко мне попали остатки блока питания от ноутбука DELL из сервис-центра (фото до восстановления не сделал, да и что там смотреть?) с классической неисправностью: пробит силовой транзистор, низковольтный резистор в истоке, диодный мост, синфазный дроссель, предохранитель и ШИМ контроллер. Короче, выгорело все что могло выгореть. В сервисе выпали неисправные элементы и посчитали что ремонт такого блока питания не имеет смысла, поэтому с платы сняли конденсаторы, диод Шоттки синфазный дроссель заменили перемычками (наверно в самом начале, когда была надежда починить), микросхему (с обвесом), отвечающую за сигнал ID выпаяли и, вероятно, переставили в другой блок. Странно что высоковольтный конденсатор остался на месте и оказался исправным. В таком плачевном виде плата досталась мне. Но трансформатор был на месте, микросхема TL431 в smd исполнении и ее обвязка визуально казались нетронутыми и это вселяло надежду.

  

Паяли в сервисе не аккуратно, восстанавливать блок явно не собирались, да и плата изначально была обмазана герметиком, все вместе это представляло «душераздирающее зрелище», как говорил ослик из известного детского мультика. На том месте где должен быть ШИМ на плате оторвано несколько дорожек разной длины, не хватает много smd деталей. Восстанавливать такой блок питания классическим способом (поиск ШИМ и замена всех деталей) конечно же не имеет смысла, себестоимость такого ремонта будет соизмерима с ценой нового блока питания (тем более что микросхемы ID уже нет). А вот с помощью ремонтного модуля за $0,5 получить рабочий блок питания с неплохими характеристиками можно попробовать. Изначально поставил себе цель восстановить этот ИБП из того что есть в наличии, не докупая ничего за деньги, себестоимость ремонта не должна была превысить стоимость ремонтного модуля (50 центов или 1 белорусский рубль). И это мне удалось.

Прежде всего я запаял диодный мост. Подходящего по габаритам не нашлось, пришлось взять с запасом по мощности от компьютерного блока питания, чуть подогнув выводы и расширив отверстия в плате. Ничего, больше не меньше. Запаял отсутствующие конденсаторы во вторичной цепи (потом зашунтирую их керамикой). По напряжению взял с запасом, благо ранее раскурочил несколько плат от старых кинескопных мониторов и халявных конденсаторов стоит целая коробка. Также запаял отсутствующий сдвоенный диод Шоттки на 50 вольт 45А (тоже лежит горка после ремонтов компьютерных блоков питания). К этому диоду я вернусь чуть позже более подробно. Тестером проверил отсутствие короткого замыкания по выходу. Предохранитель на плате был предусмотрен специфический, маленький квадратный в пластиковом корпусе. У меня в наличии таких нет. Вместо предохранителя запаял NTC термистор. Он должен ограничить пусковой ток конденсатора при включении в сеть. Тесты буду проводить на стенде, там уже есть трансформаторная развязка с сетью, подключаемая токоограничительная лампочка и предохранители. Когда буду отправлять этот ИБП в работу, запаяю предохранитель на место одной половины синфазного дросселя (сейчас там просто перемычки). Я знаю что синфазный дроссель в схеме не лишний, но на плате он стоял малюсенький, врядли он парой своих витков что-то серьезно фильтровал, скорее просто создавал видимость. И главное, такого типоразмера у меня в наличии нет, да и в половине китайских блоков их нет вообще. Наличие же NTC предотвращает искрение при включении и обгорание контактов вилки и розетки, на мой взгляд это важнее. Далее выпаял и проверил оптопару. Были случаи когда из-за неисправной оптопары блоки питания работали не в режиме или вообще выходили из строя. Оптопара оказалась исправной. Далее я вместо оптопары временно запаял красный светодиод и подключтил к выходу ИБП лабораторный блок питания, выставил ограничение тока (на всякий случай) и стал плавно поднимать напряжение. Когда оно достигло 19,4 В светодиод загорелся. Это говорит об исправности схемы стабилизации напряжения. 

Далее выпаиваю светодиод, запаиваю на место оптопару и приступаю к подключению ремонтного модуля. Больше ничего выпаивать с платы не понадобилось («все уже украдено до нас…»), детали обвязки микросхемы ШИМ остались на плате, они никак не будут участвовать в дальнейшей работе блока питания.  

Прикинул место где будет располагаться ремонтный модуль и укоротил провода и выводы микросхемы, торчащие с обратной стороны платы ремонтного модуля. Далее запаял по цветам в соответствии с таблицей. 

Включил через лампочку, светодиод на выходе засветился, измерение показало что на напряжение выходе 19,4 В. Выключил, потрогал элементы. Все холодное. Что ж, пришла пора немного нагрузить блок питания. В качестве нагрузки припаял к выходу автомобильную лампу на 20W. Лампа 12-вольтовая, но за непродолжительный срок и на 19В ничего с ней не случится. Включаю, 12-вольтовая лампа ярко горит. Но через секунд 30-40 начинает мигать и еще через пару секунд гаснет окончательно. Отключаю блок от сети, трогаю детали: контроллер на ремонтном модуле горячий, явно сработала Internal Thermal Shutdown Function (TSD). Диод Шотки на выходе ненормально раскален. Явно без КЗ здесь не обошлось.

Отпаиваю лампочку, меряю выход, так и есть, КЗ. Пробита одна половина сдвоенного диода. Но ведь диод 45 амперный а ток через него был небольшой, чуть больше ампера, он при таком токе и греться-то сильно не должен. И вот тут-то я начинаю вспоминать, а где я взял этот диод? А не из той ли коробочки, в которую я сбрасывал сомнительные детали, снятые с компьютерных блоков питания которые пошли на разборку? Но диод был исправен, я прозвонил его мультиметром и вставлял в электронный тестер радиокомпонентов. Все было ОК! А достаточно ли такой проверки чтобы быть полностью уверенным в исправности диода? Как насчет утечек? Как поведет он себя под нагрузкой на пульсирующих токах?  

Беру из той же коробки другой такой же сдвоенный диод с той же маркировкой (явно из той же партии), мультиметром в режиме прозвонки диодов он звонится как исправный. Выставляю мультиметр на измерение сопротивлений на предел 20КОм. Диод показывает проводимость в обе стороны, в прямом направлении 2-3 кОм, в обратном около 10-15кОм. Так быть не должно.

Если бы в контроллере не было столько всяких защит, не исключено что такая работа под нагрузкой могла бы закончиться бабахом. Плюсик ремонтному модулю!

Беру новый, заведомо исправный диод, он в обратном направлении на этом пределе измерений никак не звонится. Теперь все становится понятно. Или диоды были подуставшие, или они из бракованной партии. Запаиваю новый диод в плату ИБП и снова включаю.  

Все работает, небольшой нагрев под нагрузкой есть, но он в пределах нормы, тем более что впоследствии и микросхема ШИМ с силовым элементом, и диод Шотки будут стоять на радиаторах. Тестовый прогон показал вполне стабильную работу. Корпуса и радиаторов для данного блока питания пока нет, возможно он пойдет в качестве замены в какой-нибудь сгоревший блок питания, пока просто отложу его в сторону до лучших времен. 

Выводы: данные ремонтные модули имеют низкую цену. Они просты в установке, не требуют наладки. Имеют множество разных защит, гальванически развязаны со вторичными цепями и безопасны для оборудования. Часто они могут быть просто спасением при ремонте блоков питания какого-либо уникального оборудования.

Для себя я заказал еще пару десятков, пусть будут про запас. 

P.S. сегодня нашел вот такой интересный фирменный блок питания, тоже от ноутбука и тоже его кто-то уже пытался ремонтировать.

Часть деталей в обвязке ШИМ отсутствует, остальное все на месте.

Это явно будет следующий кандидат на внедрение ремонтного модуля.


Вот еще несколько ссылок на такие же модули: ссылка1, ссылка2.

Более мощный модуль: ссылка.

Более мощный и более универсальный модуль с подстройкой напряжения: ссылка


 

 

 

 

Возможно, вам будет интересно:

ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ СВОИМИ РУКАМИ

ДАННЫЙ МАТЕРИАЛ СОДЕРЖИТ БОЛЬШОЕ КОЛИЧЕСТВО АНИМИРОВАННЫХ ПРИЛОЖЕНИЙ!!!

               

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСТВА

      Прежде чем приступить к описанию принципа работы импульсных источников питания следует вспомнить некоторые детали из общего курса физики, а именно что такое электричество, что такое магнитное поле и как они зависят друг от друга.
Сильно глубоко мы не будем углублятся и о причинах возникновения электричества в различных объектах мы тоже умолчим — для этого нужно просто тупо перепечатать 1/4 курса физики, поэтому будем надеятся, что читатель знает что такое электричество не по надписям на табличах «НЕ ВЛЕЗАЙ — УБЬЕТ!». Однако для начала напомним какое оно бывает, это самое электричество, точнее напряжение.

Ну а теперь, чисто теоритически, предположим, что в качестве нагрузки у нас выступает проводник, т.е. самый обычный отрезок провода. Что происходит в нем, когда через него протекает ток наглядно показанно на следующем рисунке:

Если с проводником и магнитным полем вокруг него все понятно, то сложим проводник не в кольцо, а в несколько колец, чтобы наша катушка индуктивности проявила себя активней и посмотрим что будет происходить дальше.

На этом самом месте имеет смысл попить чаю и дать мозгу усвоить только что узнанное. Если же мозг не устал, или же эта информация уже известна, то смотрим дальше

В качестве силовых транзисторов в импульсных блока питания используются биполярные транзисторы, полевые(MOSFET) и IGBT. Какой именно силовой транзистор использовать решает только производитель устройств, поскольку и те, и другие и третьи имеют и свои достоинства, и свои недостатки. Однако было бы не справедливым не заметить, что биполярные транзисторы в мощных источника питания практически не используются. Транзисторы MOSFET лучше использовать при частотах преобразования от 30 кГц до 100 кГц, а вот IGBT «любят частоты пониже — выше 30 кГц уже лучше не использовать.
Биполярные транзисторы хороши тем, что они довольно быстро закрываются, поскольку ток коллектора зависит от тока базы, но вот в открытом состоянии имеют довольно большое сопротивление, а это означает, что на них будет довольно большое падение напряжения, что однозначно ведет к лишнему нагреву самого транзистора.
Полевые имеют в открытом состоянии очень маленькое активное сопротивление, что не вызывает большого выделения тепла. Однако чем мощнее транзистор, тем больше его емкость затвора, а для ее зарядки-разрядки требуются довольно большие токи. Данная зависимость емкости затвора от мощности транзистора вызвана тем, что используемые для источников питания полевые транзисторы изготавливаются по технологии MOSFET, суть которой заключается в использовании параллельного включения нескольких полевых транзисторов с изолированным затвором и выполненных на одном кристалле. И чем мощенее транзистор, тем большее количество параллельных транзисторов используется а емкости затворов суммируются.
Попыткой найти компромисс являются транзисторы, выполненные по технологии IGBT, поскольку являются составными элементами. Ходят слухи, что получилисьони чисто случайно, при попытке повторить MOSFET, но вот вместо полевых транзисторов, получились не совсем полевые и не совсем биполярные. В качестве управляющего электрода выступает затвор встроенного внутрь полевого транзистора не большой мощности, который своими истоком-стоком уже управляет током баз мощных биполярных транзисторов, включенных параллельно и выполненных на одном кристалле данного транзстора. Таким образом получается довольно маленькая емкость затвора и не очень большое активное сопротивление в открытом состоянии.
Основных схем включения силовой части не так уж и много:
АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ БЛОКИ ПИТАНИЯ. Используют положительную связь, обычно индукционную. Простота подобных источников питания накладывает на них некоторые ограничения — подобные источники питания «любят» постоянную, не меняющуюся нагрузку, поскольку нагрузка влияет на параметры обратной связи. Подобные источники бывают как однотактные, так и двухтактные.
ИМПУЛЬСНИНЫЕ БЛОКИ ПИТАНИЯ С ПРИНУДИТЕЛЬНЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ. Данные источники питания так же делятся на однотактыные и двухтактные. Первые хоть и лояльней относятся к меняющейся нагрузке, но все же не очень устойчиво поддерживают необходимый запас мощности. А аудиотехника имеет довольно большой разброс по потреблению — в режиме паузы усилитель потребляет единицы ватт (ток покоя оконечного каскада), а на пиках аудиосигнала потребление может достигать десятков или даже сотен ватт.
Таким образом единственным, максимально приемлемым вариантом импульсных источником питания для аудиотехники является использование двухтактных схем с принудительным возбуждением. Так же не стоит забывать о том, что при высокочастотном преобразовании необходимо уделять более тщательное внимание к фильтрации вторичного напряжения, поскольку появление помех по питанию в звуковом диапазоне сведут на нет все старания по изготовлению импульсного источника питания для усилителя мощности. По этой же причине частота преобразования уводится по дальше от звукового диапазона. Самой популярной частотой преобразования раньше была частота в районе 40 кГц, но современная элементная база позволяет производить преобразование на частотах гораздо выше — вплоть до 100 кГц.
Различают два базовых вида данных импульсных источников — стабилизированные и не стабилизированные.
Стабилизированные источники питания используют широтноимпульсную модуляцию, суть которой заключается в формровании выходного напряжения за счет регулировки длительности подаваемого в первиную обмотку напряжения, а компенсация отсутствия импульсов осуществляется LC цепочками, включенными на выходе вторичного питания. Большим плюсом стабилизированных источников питания является стабильность выходного напряжения, не зависящая ни от входного напряжения сети 220 В, ни от потребляемой мощности.
Не стабилизированные просто управляют силовой частью с постоянной частотой и длительностью импульсов и от обычного трансформатора отличаются лишь габаритами и гораздо меньшими емкостями конденсаторов вторичного питания. Выходное напряжение напрямую зависит от сети 220 В, и имеет небольшую зависисмость от потребляемой мощности (на холостом ходу напряжение несколько выше рассчетного).
Самыми популярными схемами силовой части импульсных источников питания являются:
Со средней точкой (ПУШ-ПУЛЛ). Используются обычно в низковольтных источниках питания, поскольку имеет некоторые особенности в требованиях к элементной базе. Диапазон мощностей довольно большой.
Полумостовые. Самая популярная схема в сетевых ипульсных источниках питания. Диапазон мощностей до 3000 Вт. Дальнейшее увеличение мощности возможно, но уже по стоимости доходит до уровня мостового варианта, поэтому несколько не экономично.
Мостовые. Данная схема не экономична на малых мощностях, поскольку содержит удвоенное количество силовых ключей. Поэтому чаще всего используется на мощностях от 2000 Вт. Максимальные мощности находятся в пределах 10000 Вт. Данная схемотехника является основной при изготовлении сварочных аппаратов.
Рассмотрим подробнее кто есть кто и как работает.

            СО СРЕДНЕЙ ТОЧКОЙ

Как было показанно — данную схемотехнику силовой части не рекомендуется использовать для создания сетевых источников питания, однако НЕ РЕКОМЕНДУЕТСЯ не значит НЕЛЬЗЯ. Просто необходимо более тщательно подходить к выбору элементной базы и изготовлению силового трансформатора, а так же учитывать довольно большие напряжения при разводке печатной платы.
Максимальную же популярность данный силовой каскад получил в автомобильной аудитехнике, а так же в источниках бесперебойного питания. Однако на этом поприще данная схемотехника притерпевает некоторые неудобства, а именно ограничение максимальной мощности. И дело не в элементной базе — на сегодня совсем не являются дефицитными MOSFET транзисторы с мгновенными значениями тока сток-исток в 50-100 А. Дело в габаритной мощности самого трансформатора, а точнее в первичной обмотке.
Проблема заключается… Впрочем для большей убедительности воспользуемся программой расчетов моточных данных высокочастотных трансформаторов.
Возьмем 5 колец типоразмера К45х28х8 с проницаемостью M2000HM1-А, заложем частоту преобразования 54 кГц и первичную обмотку в 24 В (две полуобмотки по 12 В) В итоге получаем, что мощность данный сердечник сможет развить 658 вт, но вот первичная обмотка должна содержать 5 витков, т.е. по 2,5 витка на одну полуобмотку. Как то не естественно маловато… Однако стоит поднять частоту преобразорвания до 88 кГц как получится всего 2 (!) витка на полуобмотку, хотя мощность выглядит весьма заманчиво — 1000 Вт.
Вроде с такими результатами можно смириться и равномерно по всему кольцу распределить 2 витка тоже, если сильно постараться, можно, но вот качество феррита оставляет желать лучшего, да и M2000HM1-А на частотах выше 60 кГц уже сам по себе греется довольно сильно, ну а на 90 кГц его уже обдувать надо.
Так что как не крути, но получается замкнутый круг — увеличивая габариты для получения большей мощности мы слишком сильно уменьшаем количество витков первичной обмотки, увеличивая частоту мы опять же уменьшаем количество витков первичной обмотки, но еще в довеско получаем лишнее тепло.
Именно по этой причине для получения мощностей свыше 600 Вт используют сдвоенные преобразователи — один модуль управления выдает управляющие импульсны на два одинаковых силовых модуля, содержащих два силовых трансформатора. Выходные напряжения обоих трансформаторов суммируются. Именно таким способом организуется питания сверхмощных автмобильных усилителей заводского производства и с одного силовго модуля снимается порядка 500..700 Вт и не более. Способов суммирования несколько:
— суммирования переменного напряжения. Ток в первичные обмотки трансформаторов подается синхронно, следовательно и выходные напряжения синхронны и могут соединяться последовательно. Соединять вторичные обмотки параллельно от двух трансформаторов не рекомендуется — небольшая разница в намотке или качестве феррита приводит в большим потерям и снижению надежности.
— суммирование после выпрямителей, т.е. постоянного напряжения. Самый оптимальный вариант — один силовой модуль выдает положительное напряжение для усилителя мощности, а второй — отрицательное.
— формирование питания для усилителей с двух уровневым питанием сложением двух идентичных двухполярных напряжений.

            ПОЛУМОСТОВАЯ

Полумостовая схема имеет довольно много достоинств — проста, следовательно надежна, легка в повторении, не содержит дефицитных деталей, может выполняться как на биполярных, так и на полывых транзисторах. Транзисторы IGBT в ней тоже прекрано работают. Однако слабое место у нее есть. Это проходные конденсаторы. Дело в том, что при больших мощностях через них протекает довольно большой ток и качество готового импульсного источника питания на прямую зависит от качества именно этого компонента.
А проблема заключается в том, что конденсаторы постоянно перезаряжаются, следовательно они должны иметь минимальное сопротивление ВЫВОД-ОБКЛАДКА, поскольку при большом сопротивлении на этом участке будет выделяться довольно много тепла и в конце концов вывод просто отгорит. Поэтому в качестве проходных конденсаторов необходимо использовать пленочные конденсаторы, причем емкость одного конденсатора может достигать емкости 4,7 мкФ в крайнем случае, если используется один конденсатор — схема с одни кондлесатром тоже довольно часто используется, по принципу выходного каскада УМЗЧ с однполярным питанием. Если же используются два конденсатора на 4,7 мкФ (точка их соединения подключена к обмотке трансформатора, а свободные выводы к плюсовой и минусовой шинам питания), то данная комплектация вполне пригодна для питания усилителей мощности — суммарная емкость для переменного напряжения преобразования складывает и в итоге получается равной 4,7 мкФ + 4,7 мкФ = 9,4 мкФ. Однако данный вариант не расчитан для догосрочного непрерывного использования с максимальной нагрузкой — необходимо разделять суммарную емкость на несколько конденсаторов.
При необходимости получения больших емкостей (низкая частота преоразования) лучше использовать несколько конденсаторов меньшей емкости (например 5 штук по 1 мкФ соединенных параллельно). Однако большое количество включенных параллельно конденсаторов довольно сильно увеличивает габариты устройства, да и суммарная стоимость все гирлянды конденсаторов получается не маленькой. Поэтому, при необходимости получить большую мощность имеет смысл воспользоваться мостовой схемой.
Для полумостового варианта мощности выше 3000 Вт не желательны — уж больно громоздкими будут платы с проходными конденсаторами. Использование в качестве проходных конденсаторов электролитических имеет смысл, но лишь на мощностях до 1000 Вт, посокольку на больших частотах электролиты не эффективны и начинаю греться. Бумажные конденсаторы в каестве проходных показали себя очень хорошо, но вот их габариты…
Для большей наглядности мы приводим таблицу зависимости реактивного сопротивления конденсатора от частоты и емкости (Ом):

Емкость конденсатора Частота преобразования
30 кГц 40 кГц 50 кГц 60 кГц 70 кГц 80 кГц 90 кГц 100 кГц
0,1 мкФ 53 39,8 31,8 26,5 22,7 19,9 17,7 15,9
0,22 мкФ 24,1 18 14,5 12 10,3 9 8 7,2
0,33 мкФ 16 12 9,6 8 6,9 6 5,4 4,8
0,47 мкФ 11,9 8,5 6,8 5,6 4,8 4,2 3,8 3,4
1,0 мкФ 5,3 4 3,2 2,7 2,3 2 1,8 1,6
2,2 мкФ 2,4 1,8 1,4 1,2 1 0,9 0,8 0,7
3,3 мкФ 1,6 1,2 1 0,8 0,7 0,6 0,5 0,5
4,7 мкФ 1,1 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,4 0,3

На всякий случай напоминаем, что при использовании двух конденсаторо (один на плюс, второй на минус) финальная емкость будет равна сумме емкостей этих конденсаторов. Итоговое сопротивление не выделает тепла, поскольку реактивное, но может повлиять на КПД источника питания при максимальных нагрузках — напряжение на выходе начнет уменьшаться, не смотря на то, что габаритная мощность силового трансформатора вполне достаточна.

            МОСТОВАЯ

Мостовая схема пригодна для любых мощностей, но наиболее эффективна на больших мощностях (для сетевых источников питания это мощности от 2000 Вт). Схема содержит две пары силовых транзисторов, управляемых синхроно, но необходимость гальванической развязки эмиттеров верхенй пары вносит некоторые неудобства. Однако эта проблема вполне решаема при использовании трансформаторов управления или же специализированных микросхем, например для полевых транзисторов вполен можно использовать IR2110 — специализированная разработка компании International Rectifier.

Однако силовая часть не имеет ни какого смысла, если ею не управляет модуль управления.
Специализированных микросхем, способных управлять силовой частью импульсных источников питания довольно много, однако наиболее удачной разработкой в этой области является TL494, которая появилась еще в прошлом веке, тем не менее не утратила своей актуальности, поскольку содержит ВСЕ необходимые узлы для управления силовой частью импульсных источников питания. О популярности данной микросхемы прежде всего говорит выпуск ее сразу несколькими крупными производителями электронных компонентов.
Рассмотрим принцип действия данной микросхемы, которую с полной ответственностью можно назвать контроллером, поскольку она обладет ВСЕМИ необходимыми узлами.

ЧАСТЬ I


ЧАСТЬ II

В чем же заключается собственно ШИМ способ регулировки напряжения?
В основу способа положена все таже инерционность индуктивности, т.е. ее не способность мгновенно пропустить ток. Поэтому регулируя длительность импульсов можно изменять финальное постоянное напряжение. Причем для импульсных источников питания это лучше делать в первичных цепях и таким образом экономить средства на создание источника питания, поскольку данный источник будет исполнять сразу две роли:
— преобразование напряжения;
— стабилизацию выходного напряжения.
Причем тепла при этом будет выделяться гораздо меньше по сравнению с линейным стабилизатором, установленным на выходе не стабилизированно импульсного блока питания.
Для больше наглядности стоит посмотреть рисунок, приведенный ниже:

      На рисунке приведена схема-эквивалент импульсного стабилизатора в котором в качестве силового ключа выступает генерато прямоугольных импульсов V1, а R1 в качестве нагрузки. Как видно из рисунка при фиксированной амплитуде выходных импульсов в 50 В, изменяя длительность импульсов можно в широких пределах изменять подаваемое на нагрузку напряжение, причем с очень маленькими тепловыми поетрями, зависищами лишь от параметров используемого силового ключа.

С принципами работы силовой части разобрались, с управлением тоже. Осталось соединить оба узла и получить готовый импульсный источник питания.
Нагрузочная способность контроллера TL494 не очень большая, хотя ее хватает для управления одной парой силовых транзисторов типа IRFZ44. Однако для более мощных транзисторов уже необходимы усилители тока, способные развить необходимы тока на управляющих электродах силовых транзисторов. Поскольку мы стараемся снизить габариты источника питания и уйти подальше от звукового диапазона, то оптимальным использованием в качестве силовых транзисторов будут полевые транзисторы, выполненные по технологии MOSFET.


Варианты структур при изготовлении MOSFET.

      С одной стороны — для управления полевым транзистором не нужны большие токи — они открываются напряжением. Однако в этой бочке меда есть ложка дегтя, в данном случае заключающаяся в том, что хоть затвор и имеет огромное активное сопротивление, не потребляющее тока для управления транзистором, но затвор имеет емкость. А для ее заряда и разряда как раз и нужны большие токи, поскольку на больших частотах преобразования реактивное сопротивление уже снижается до пределов которые нельзя игнорировать. И чем больше мощность силового MOSFET транзистора тем больше емкость его затвора.
Для примера возьмем IRF740 (400 V, 10A), у которого емкость затвора составляет 1400 пкФ и IRFP460 (500 V, 20 A), у которого емкость затвора составляет 4200 пкФ. Поскольку и у первого, и у второго напряжение затвора не должно быть более ± 20 В, то в качестве управляющих импульсов возьмем напряжение 15 В и посмотрим в симмуляторе что происходит при частоте генератора в 100 кГц на резисторах R1 и R2, которые включены последовательно с конденсаторами на 1400 пкФ и 4200 пкФ.


Тестовый стенд.

      При протекании через активную нагрузку тока на ней образуется падение напряжения, по этой величене и можно судить о мгновенных значениях протекающего тока.


Падение на резисторе R1.

      Как видно из рисунка сразу при появлении управляющего импульса на резисторе R1 падает примерно 10,7 В. При сопротивлении 10 Ом это означает, что мгновенное значения тока достигает 1, А (!). Как только импульс заканчивается на резисторе R1 падает так же 10,7 В, следовательно и для того, чтобы разрядить конденсатор С1 требуется ток около 1 А..
Для зарядки-разрядки емкости в 4200 пкФ через резистор 10 Ом требуется 1,3 А, поскольку на резисторе 10 Ом падает 13,4 В.

      Вывод напрашивается сам собой — для зарядки-разрядки емкостей затворов необходимо, чтобы каска, работающий на затворы силовых транзисторов, выдерживал довольно большие токи, не смотря на то, что суммарное потребление довольно мало.
Для ограничения мгновенных значений тока в затворах полевых транзисторов обычно используют токоограничивающие резисторы от 33 до 100 Ом. Чрезмерное уменьшение этих резисторов повышает мгновенное значение проеткающих токов, а увеличение — увеличивает длительность работы силового транзистора в линейном режиме, что влечет необоснованный нагрев последних.
Довольно часто используется цепочка состоящая из соединенных параллельно резистора и диода. Данная хитрость используется прежде всего для того, чтобы разгрузить управляющий каскад на время зарядки и ускорить разрядку емкости затвора.


Фрагмент однотактного преобразователя.

      Таким образом достигается не мгновенное появление тока в обмотке силового трансформатора, а несколько линейное. Хотя это увеличивает температуру силового каскада, но довольно ощутимо снижает выбосы самоидуции, которые неизбежно появляются при подаче прямоугольного напряжения в обмотку трансформатора.


Самоиндукция в работе однотактного преобразователя
(красная линия — напряжение на обмотке трансформатора, синяя — напряжение питания, зеленая — импульсы управления).

      Итак с теоритической частью разобрались и можно подвести кое какие итоги:
Для создания импульсного источника питания необходим трансформатор, сердечник у которого изготовлен из феррита;
Для стабилизации выходного напряжения импульсного источника питания необходим ШИМ метод с которым вполне успешно справляется контроллер TL494;
Силовая часть со средней точкой наиболее удобна для низковольных импульсных источников питания;
Силовая часть полумостовой схемотехники удобна для малых и средних мощностей, а ее параметы и надежность во многом зависят от коичества и качества проходных конденсаторов;
Силовая часть мостового типа более выгодна для больших мощностей;
При использовании в силовой части MOSFET не стоит забывать о емкости затворов и расчитывать управляющие элементы силовыми транзисторами с поправками на эту емкость;
Поскольку с отдельными узлами разобрались переходим к финальному варианту импульсного источника питания. Поскольку и алгоритм и схемотехника всех полумостовых источников практически одинакова, то для разъяснения какой элемент для чего нужен разберем по косточкам самый популярный, мощностью 400 Вт, с двумя двуполярными выходными напряжениями.


Осталось отметить некоторые ньюнасы:
Резисторы R23, R25, R33, R34 служат для создания RC-фильтра, который крайне желателен при использовании электролитических конденсаторах на выходе импульсных источниках. В идеале конечно же лучше использовать LС-фильтры, но поскольку «потребители» не очень мощные можно вполне обойтись и RC-фильтром. Сопротивление данных резисторов может использоваться от 15 до 47 Ом. R23 лучше мощностью 1 Вт, остальные на 0,5 Вт вполне достаточно.
С25 и R28 — снабер снижающий выбросы самоиндукции в обмотке силового трансформатора. Наиболее эффективны при емкостях около выше 1000 пкф, но в этом случае на резисторе выделяется слишком много тепла. Необходимы в случае когда после выпрямительных диодов вторичного питания отсутствуют дроссели (подавляющее большинство заводской аппаратуры). Если дроссели используются эффективность снаберов не так заметна. Поэтому мы их ставим крайне редко и хуже источники питания от этого не работают.
Если некоторые номиналы элементов отличаются на плате и принципиальной схеме эти номиналы не критичны — можно использовать и те и другие.
Если на плате имеются элементы отсутствующие на принципиальной схеме (обычно это конденсаторы по питанию) то можно их не ставить, хотя с ними будет лучше. Если же решили устанавливать, то не электролитические конденсаторы можно использовать на 0,1…0,47 мкФ, а электролитические такой же емкости как и те, которые получаются с ними включенными параллельно.
На плате ВАРИАНТ 2 Возле радиаторов имеется прямоугольная часть которая высверливается по периметру и на нее устанавливаются кнопки управления источником питания (вкл-выкл). Необходимость данного отверстия обусловлена тем, что вентилятор на 80 мм не умещается по высоте , для того, чтобы закрепить его к радиатору. Поэтому вентиялтор устанавливается ниже основания печатной платы.

ИНСТРУКЦИЯ ПО САМОСТОЯТЕЛЬНОЙ СБОРКЕ
СТАБИЛИЗИРОВАННОГО ИМПУЛЬСНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ

      Для начала внимательно следует ознакомиться с принципиальной схемой, впрочем это следует делать всегда, перед тем как приступать к сборке. Данный преобразователь напряжения работает по полумостовой схеме. В чем отличие от остальных подробно рассказанно здесь.

      Принципиальная схема упакованна WinRAR старой версии и выполнена на странице WORD-2000, поэтому с распечаткой данной страницы проблем возникнуть не должно. Здесь же мы рассмотрим ее фрагментами, поскольку хочется сохранить высокую читаемость схемы, а целиком на эеран монитора она умещается не совсем корректно. На всякий случай можно пользоватся этим чертежом для представления картины в целом, но лучше распечатать…
На рисунке 1 — фильтр и выпрямитель сетевого напряжения. Фильтр предназначен прежде всего для исключения проникновения импульсных помех от преобразователя в сеть. Выполнен на L-C основе. В качестве индуктивности используется ферритовый сердечник любой формы (стержневые лучше не нужно — большой фон от них) с намотанной одинарной обмоткой. Габариты сердечника зависят от мощности источника питания, поскольку чем мощнее источник, тем больше помех он будет создавать и тем лучше нужен фильтр.


Рисунок 1.

      Примерные габариты сердечников в зависимости от мощности источника питания сведены в таблицу 1. Обмотка мотается до заполения сердечника, диаметр(ы) провода следует выбирать из расчета 4-5 А/мм кв.

Таблица 1
МОЩНОСТЬ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ КОЛЬЦЕВОЙ СЕРДЕЧНИК Ш-ОБРАЗНЫЙ СЕРДЕЧНИК
200-400 Вт Диаметр от 22 до 30 при толщине 6-8 мм Ширина от 24 до 30 при толщине 6-8 мм
400-800 Вт Диаметр от 32 до 40 при толщине 8-10 мм Ширина от 30 до 40 при толщине 8-10 мм
800-1200 Вт Диаметр от 40 до 45 при толщине 8-10 мм Ширина от 40 до 45 при толщине 8-10 мм
1200-1600 Вт Диаметр от 40 до 45 при толщине 10-12 мм Ширина от 40 до 45 при толщине 10-12 мм
2000-2500 Вт Диаметр от 40 до 45 при толщине 12-16 мм Ширина от 40 до 45 при толщине 12-16 мм
2500-3000 Вт Диаметр от 40 до 45 при толщине 16-20 мм Ширина от 40 до 45 при толщине 16-20 мм

Здесь следует немного пояснить почему диаметр(ы) и что такое 4-5 А/мм кв.
Данная категория источников питания относится в высокочастотной. Теперь вспомним курс физики, а именно то место, в котором говорится, что на высоких частотах ток течет не по всему сечению проводника, а по его поверхности. И чем выше частота, тем большая часть сечения проводника остается не задействованной. По этой причине в импульсных высокочастотных устройствах обмотки выполняют с помощью жгутов, т.е. берется несколько более тонкив проводников и складывается вместе. Затем получившийся жгут немного скручивают вдоль оси, чтобы отдельные проводники не торчали в разные стороны во время намотки и этим жгутом наматывают обмотки.
4-5 А/мм кв означает, что напряженность в проводнике может достигать от четырех до пяти Ампер на квадрантный миллиметр. Этот параметр отвечает за нагрев проводника за счет пандения в нем напряжения, ведь проводник имеет, хоть и не большое, но все же сопротивление. В импульсной технике моточные изделия (дроссели, трансформаторы) имеют сравнительно не большие габариты, следовательно охлаждаться они будут хорошо, поэтому напряженность можно использовать именно 4-5 А/мм кв. А вот для традиционных трансформаторов, выполненных на железе, этот параметр не должен превышать 2,5-3 А/мм кв. Сколько проводов и какого сечения поможет расчитать табличка диаметров. Кроме этого табличка подскажет какую мощность можно получить при использовании того или иного количества проводов имеющегося в наличии провода, если использовать его в качестве первичной обмотки силового трансформатора. Открыть табличку.
Емкость конденсатора С4 должна быть не ниже 0,1 мкФ, если он используется вообще. Напряжение 400-630 В. Формулировка если он используется вообще используется не напрасно — основным фильтром является дроссель L1, а его индуктивность получилась довольно большой и вероятность проникновения ВЧ помех сводится практически до нулевых значений.
Диодный мост VD служит для выпрямления переменного сетевого напряжения. В каечстве диодного моста используется сборка типа RS (торцевые выводы). Для мощности в 400 Вт можно использовать RS607, RS807, RS1007 (на 700 В, 6, 8 и 10 А соответственно), поскольку установочные габариты у этих диодных мостов одинаковые.
Конденсаторы С7, С8, С11 и С12 необходимы для снижения импульсных помех, создаваемых диодами во время приближения переменного напряжения к нулю. Емкость данных конденсаторов от 10 нФ до 47 нФ, напряжение не ниже 630 В. Однако проведя несколько замеров было выяснено, что L1 хорошо справляется и с этими помехами, а для исключения влияния по первичным цепях вполне хватает конденсатора С17. Кроме этого свою лепту вносят и емкости конденсаторов С26 и С27 — для первичного напряжения они являются двумя, соединенными последовательно конденсаторами. Поскольку их номиналы равны, то итоговая емккость делится на 2 и эта емкость уже не только служит для работы силового трансформатора, но еще и подавляет импульсные помехи по первичному питанию. Исходя из этого мы отказались от использования С7, С8, С11 и С12, ну а если кому то уж очень хочется их установить, то на плате, со стороны дорожек места вполне достаточно.
Следующий фрагмент схемы — ограничители тока на R8 и R11 (рисунок 2). Данные резисторы необходимы для снижения тока зарядки электролитических конденсаторов С15 и С16. Данная мера необходима, поскольку в момент включения необходим очень большой ток. Ни предохранитель, ни диодный мост VD не способны, пусть даже кратковременно выдержать такой мощный токовый бросок, хотя индуктивность L1 и ограничивает максимальное значение протекающего тока, в данном случае этого не достаточно. Поэтому используются токоограничивающие резисторы. Мощность резисторов в 2 Вт выбрана не столько из за выделяемого тепла, а по причине довольно широкого резистивного слоя, способного кратковременно выдержать ток в 5-10 А. Для источников питания мощностью до 600 Вт можно использовать резисторы мощностью и 1 Вт, либо использовать один резистор мощностью 2 Вт, необходимо лишь соблюсти условие — суммарное сопротивление даннйо цепи не должно быть меньше 150 Ом и не должно быть больше 480 Ом. При слишком низком сопротивлении увеличивается шанс разрушения резистивного слоя, при слишком выском — увеличивается время заряда С15, С16 и напряжение на них не успеет приблизится к максимальному значению как сработает реле К1 и контактам этого реле придется коммутировать слишком большой ток. Если вместо резисторов МЛТ использовать проволочные, то суммарное сопротивление можно уменьшить до 47…68 Ом.
Емкость конденсаторов С15 и С16 выбирается так же в зависимости от мощности источника. Вычислить необходиму емкость можно воспользовавшись не сложной формулой : НА ОДИН ВАТТ ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТИ НЕОБХОДИМ 1 МКФ ЕМКОСТИ КОНДЕНСАТОРОВ ФИЛЬТРА ПЕРВИЧНОГО ПИТАНИЯ. Если есть сомнения в своих математических способностях можно воспользоваться табличкой, в которой просто ставите мощность источника питания, который вы собираетесь изготовить и смотрите сколько и каких конденсаторов Вам необходимо. Обратите внимание на то, что плата расчитана на установку сетевых электролитических конденсаторов диаметром 30 мм.


Рисунок 3

      На рисунке 3 показанны гасящие резисторы основная цель которых сформировать стартовое напряжение. Мощность не ниже 2 Вт, на плату устанавливаются парами, друг над дружкой. Сопротивление от 43 кОм до 75 кОм. ОЧЕНЬ желательно, чтобы ВСЕ резисторы были одного номилала — в этом случае тепло распределяется равномерно. Для небольших мощностей используется маленькое реле с небольшим потреблением, поэтому можно обойтись 2 или тремя гасящими резисторами. На плате устанавливаются друг над дружкой.


Рисунок 4

      Рисунок 4 — стабилизатор питания модуля управления — в любом корпусе интергарльный стабилизатор на +15В. Необходим радиатор. Размер… Обычно хватает радиатора от предпоследнего каскада отечественных усилителей. Можно попросить что-то в телемастерских — на телевезионных платах обычно 2-3 подходящих радиатора находятся. Второй как раз используется для охлаждения транзистора VT4, управляющего оборотами вентилятора (рисунок 5 и 6). Конденсаторы С1 и С3 можно использовать и 470 мкФ на 50 В, но такая замена подходит лишь для источников питания, использующих определенный тип реле, у которых сопротивление катушки довольно большое. На более мощных источниках используется более мощное реле и уменьшение емкости С1 и С3 крайне не желательно.


Рисунок 5

Рисунок 6

      Транзистор VT4 — IRF640. Можно заменить на IRF510, IRF520, IRF530, IRF610, IRF620, IRF630, IRF720, IRF730, IRF740 и т.д.. Главное — он должен быть к орпусе ТО-220, иметь максимальное напряжение не ниже 40 В и максимальный ток не менее 1 А.
Транзистор VT1 — практически любой прямой транзистор с максимальным током более 1 А, желательно с маленьким напряжение насыщения. Одинаково хорошо становятся транзисторы в корпусах ТО-126 и ТО-220, поэтому можно подобрать уйму замен. Если прикрутить небольщой радиатор то вполне подойдет даже КТ816 (рисунок 7).


Рисунок 7

      Реле К1 — TRA2 D-12VDC-S-Z или TRA3 L-12VDC-S-2Z. По сути — самое обыкновенное реле с обмоткой на 12 V и контактной группой способной коммутировать 5 А и более. Можно использовать реле, используемые в некоторых телевизрах для включения петли размагничивания, только учтите — контактная группа в подобных реле имеет другую цоколевку и даже если она становится на плату без проблем следует проверить какие выводы замыкаются при подаче напряжения на катушку. Отличаются TRA2 от TRA3 тем, что TRA2 имеют одну контактную группу, способную коммутировать ток до 16 А, а TRA3 имеет 2 контактные группы по 5А.
Кстати сказать — печатная плата предлагается в двух вариантах, а именно с использованием реле и без такового. В варианте без реле не используется система мягкого старта первичного напряжения, поэтому данный вариант пригоден для источника питания мощностью не более 400 Вт, поскольку без токоограничения включать на «прямую» емкость более 470 мкФ крайне не рекомендуется. Кроме того — в качестве диодного моста VD ОБЯЗАТЕЛЬНО должен использоваться мост с максимальным током 10 А, т.е. RS1007. Ну а роль реле в варианте без софт-старта выполняет светодиод. Фунция дежурного режима сохранена.
Кнопки SA2 и SA3 (подразумевается, что SA1 — сетевой выключатель) — кнопки любого типа без фиксации, для которых можно изготовить отдельную печатную плату, а можно закрупить и другим удбным способом. Необходимо помнить, что контакты кнопок гальванически связанны с сетью 220 В, поэтому необходимо исключить вероятность их касания в процессе эксплуатации источника питания.
Аналогов контроллера TL494 довольно много, можно использовать любой, только учтите — у разных производителей возможны некоторые различия параметров. Например при замене одного производителя на другого может измениться частота преобразования, но не сильно, а вот выходное напряжение может измениться вплоть до 15%.
IR2110 в принципе не дефецитный драйвер, да и аналогов у нее не так много — IR2113, но IR2113 имеет большее количество вариантов корпуса, поэтому будьте внимательны — необходим корпус DIP-14.
При монтаже платы вместо микросхем лучше использовать разъемы для микросхем (панельки), идеально — цанговые, но можно и обычные. Данная мера позволит избежать некоторых недоразумений, поскольку брака среди и TL494 (нет выходных импульсов, хотя тактовый генератор работает), и среди IR2110 (нет управляющих импульсов на верхний транзистор) довольно много, так что условия гарантии следует согласовать с продавцом микросхем.


Рисунок 8

      На рисунке 8 показана силовая часть. Диоды VD4…VD5 лучше использовать быстрые, например SF16, но при отсутствии таковых HER108 тоже вполне подойдут. С20 и С21 — суммарная емкость не менее 1 мкФ, поэтому можно использовать 2 конденсатора по 0,47 мкФ. Напряжение не менее 50 В, идеально — пленочный конденсатра на 1 мкФ 63 В (в случае пробоя силовых транзисторов пленочный остается целым, а многослойная керамика погибает). Для источников питания мощностью до 600 Вт сопротивление резисторов R24 и R25 может быть от 22 до 47 Ом, поскольку емкости затворов силовых транзисторов не очень велики.
Силовые транзисторы могут быть любыми из приведенных в таблице 2 (корпус ТО-220 или ТО-220Р).

Таблица 2
Наименование Емкость затвора,
пкФ
Макс напряжение,
В
Макс ток,
А
Тепловая мощн,
Вт
Сопротивление,
Ом
IRF740 1400-1600 400 10 125 0,55
IRF840 1300 500 8 125 0. 75-0.85
IRFBC40 1300 600 6 125 1.2
SPA20N60C3 2400 650 20 34 0.19
SPP20N60C3 2400 650 20 200 0.19
STP10NK60ZFP 1400 600 10 35 0.75
STP10NK60Z 1400 600 10 115 0.75
STP14NK60Z 2200 600 13 160 0.5
STP14NK60ZFP 2200 600 13 40 0.5
STP9NK65Z 1150 650 6 125 1.2
STP9NK65ZFP 1150 650 6 30 1.2
STP10NK80Z 2200 800 9 160 0.9
STP10NK80ZFP 2200 800 9 40 0.9
STP17NK40ZPFP 400 15 35 0.23
      Если тепловая мощность не превышает 40 Вт значит корпус транзистора полностью пластмассовый и требуется теплоотвод большей площади, чтобы не доводить температуру кристалла до критического значения.

Напряжение затвора для всех не более ±20 В

Тиристоры VS1 и VS в принципе марка значения не имеет, главное — максимальный ток должен составлять не менее 0,5 А и корпус должен быть ТО-92. Мы используем либо MCR100-8, либо MCR22-8.
Диоды для слаботочного питания (рисунок 9) желательно выбирать с маленьким временем восстановления. Вполне подойдут диоды серии HER, например HER108, но можно использоваь и другие, например SF16, MUR120, UF4007. Резисторы R33 и R34 на 0,5 Вт, сопротивление от 15 до 47 Ом, причем R33=R34. Служебная обмотка, работающая на VD9-VD10 должна быть рассчитана на 20 В стабилизированного напряжения. В таблице расчета обмоток она отмечена красным.


Рисунок 9

      Силовые выпрямительные диоды могут использоваться как в корпусе ТО-220, так и в корпусе ТО-247. В обоих вариантах печатной платы подразумевается, что диоды будут установлены друг над дружкой и с платой соединяться проводниками (рисунок 10). Разумеется, что при установке диодов следует использовать термопасту и изолирующие прокладки (слюду).


Рисунок 10

      В качестве выпрямительных диодов желательно использовать диоды с маленьким временем восстановления, поскольку от этого зависит нагрев диодов на холостом ходу (сказывается внутренняю емкость диодов и они просто греются сами по себе, даже без нагрузки). Список вариантов сведен в таблицу 3

Таблица 3
Наименование Максимальное напряжение,
В
Максимальный ток,
А
Время восстановления,
нано сек
8ETH06 600 8 30
15ETH06 600 15 35
15ETH06FP 600 15 35
30EPH06 600 30 28
30ETH06 600 30 40
40EPF06 600 40 60
HFA15TB60 600 15 60
HFA16TB120 1200 16 30
HFA25TB60 600 25 75
HFA30PB120 1200 30 40
MUR1520 200 15 35
MUR820 200 8 25
MUR860 600 8 50
SF84 200 8 35

Трансформатор тока выполняет две роли — используется именно как трансформатор тока и как индуктивность, включенная последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора, что позволяет несколько снизить скорость появляения тока в первичной обмотке, что ведет к уменьшению выбросов самоиндукции (рисунок 11).


Рисунок 11

      Строгих формул для расчета данного трансформатора нет, но вот соблюсти некоторые ограничения настоятельно рекомендуется:

            ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 200 ДО 500 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 12…18 ММ
ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 400 ДО 800 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 18…26 ММ
ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 800 ДО 1800 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 22…32 ММ
ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 1500 ДО 3000 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 32…48 ММ
КОЛЬЦА ФЕРРИТОВЫЕ, ПРОНИЦАЕМОСТЬЮ 2000, ТОЛЩИНОЙ 6…12 ММ

КОЛИЧЕСТВО ВИТКОВ ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКИ:
3 ВИТКА ДЛЯ ПЛОХИХ УСЛОВИЙ ОХЛАЖДЕНИЯ И 5 ВИТКОВ ЕСЛИ ВЕНТИЛЯТОР ОБДУВАЕТ НЕПОСРЕДСТВЕННО ПЛАТУ
КОЛИЧЕСТВО ВИТКОВ ВТОРИЧНОЙ ОБМОТКИ:
12…14 ДЛЯ ПЕРВИЧНОЙ ИЗ 3-Х ВИТКОВ И 20…22 ДЛЯ ПЕРВИЧНОЙ ИЗ 5-ТИ ВИТКОВ

ГОРАЗДО УДОБНЕЙ ТРАНСФОРМАТОР НАМОТАТЬ СЕКЦИОННО — ПЕРВИЧНАЯ ОБМОТКА НЕ ПЕРЕХЛЕСТЫВАЕТСЯ СО ВТОРИЧНОЙ. В ЭТОМ СЛУЧАЕ ОТМОТАТЬ-ДОМОТАТЬ ВИТОК К ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКЕ НЕ ПРЕДСТАВЛЯЕТ ТРУДА. В ФИНАЛЕ ПРИ НАГРУЗКЕ В 60% ОТ МАКСИМАЛЬНОЙ НА ВЕРХНЕМ ВЫВОДЕ R27 ДОЛЖНО БЫТЬ ПОРЯДКА 12…15 В
Первичная обмотка трансформатора мотается тем же, что и первичная обмотка силового трансформатора TV2, вторичная двойным проводом диаметром 0,15…0,3 мм.

Для изготовления силового трансформатора импульсного блока птания следует воспользоваться программой для расчета импульсных трансформаторов. Конструктив сердечника принципиального значения не имеет — может быть и тороидальным и Ш-образным. Печатные платы позволяют без проблемно использовать и тот и другой. Если габаритной мощности Ш-образного средечника не хватает его можно так же сложить в пакет, как кольца (рисунок 12).


Рисунок 12

      Ш-образными ферритами можно разжиться в телемастерских — не чато, но трансформаторы питания в телевизорах выходят из строя. Легче всего найти блоки питания от отечественных телевизоров 3…5-го. Не стоит забывать, что в случае, если требуется трансформатор из двух-трех средечников, то ВСЕ средечники должны быть одной марки, т.е. для разборки необходимо использовать трансформаторы одного типа.
Если силовой трансформатор будет изготовлен из колец 2000, то можно воспользоваться таблицей 4.

РЕАЛИЗАЦИЯ РЕАЛЬНЫЙ
ТИПОРАЗМЕР
ПАРАМЕТР ЧАСТОТА ПРЕОБРАЗОРВАНИЯ
МОЖНО БОЛЬШЕ ОПТИМАЛЬНО СИЛЬНЫЙ НАГРЕВ
50 кГц 60 кГц 70 кГц 80 кГц 90 кГц 100 кГц 110 кГц
1 КОЛЬЦО
К40х25х11
К40х25х11 ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ 130 160 175 200 220 250 270
ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ 145 120 105 90 80 72 65
2 КОЛЬЦА
К40х25х11
К40х25х22 ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ 230 280 330 370 420 470 520
ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ 72 60 52 45 40 36 33
1 КОЛЬЦО
К45х28х8
К45х28х8 ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ 135 150 180 200 230 240 270
ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ 174 145 124 110 97 87 79
2 КОЛЬЦА
К45х28х8
К45х28х16 ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ 240 290 340 390 440 480 530
ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ 87 73 62 55 49 44 40
3 КОЛЬЦА
К45х28х8
К45х28х24 ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ 360 440 510 580
ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ 66 55 47 41
4 КОЛЬЦ А
К45х28х8
К45х28х32 ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ 490 580
ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ 50 41
КОЛИЧЕСТВО ВИТКОВ ВТОРИЧНОЙ ОБМОТКИ РАСЧИТЫВАЕТСЯ ЧЕРЕЗ ПРОПОРЦИЮ, УЧИТЫВАЯ ТО, ЧТО НАПРЯЖЕНИЕ НА ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКЕ РАВНО 155 В ИЛИ ПРИ ПОМОЩИ ТАБЛИЦЫ (ИЗМЕНЯТЬ ТОЛЬКО ЖЕЛТЫЕ ЯЧЕЙКИ)

Обратите внимание, что стабилизация напряжения осуществляется при помощи ШИМ, следовательно выходное расчетное напряжение вторичных обмоток должно быть минимум на 30 % больше, чем вам необходимо. Оптимальные параметры получаются, когда расчетной напряжение составляет на 50…60% больше, чем необходимо стабилизировать. Например Вам необходим источник с выходным напряжением 50 В, следовательно вторичная обмотка силового трансформатора должна расчитываться на выходное напряжение 75…80 В. В таблице расчетов вторичной обмотки этот коэфициент учтен.
Зависимость частоты преобразования от номиналов С5 и R5 показана на графике:

      Использовать довольно большое сопротивление R5 не рекомендуется — слишком большое магнитное поле находится совсем не далеко и возможны наводки. Поэтому остановимся на «среднем» номинале R5 в 10 кОм. При таком сопротивлении частотозадающего резистора получаются следующие частоты преобразования:

Параметры получены у данного производителя R5 C5 Частота преобразования
10 кОм 680 пкФ 110 кГц
820 пкФ 91 кГц
1000 пкФ 78 кГц
1200 пкФ 67 кГц
1500 пкФ 54 кГц

(!) Тут следует сказать несколько слов о намотке трансформатора. Довольно часто приходят возмущения, мол при самостоятельном изготовлении источник либо не отдает необходиму мощность, либо силовые транзисторы сильно греются даже без нагрузки.
Откровенно говоря с такой проблемой мы тоже сталкнулись используя кольца 2000, но нам было проще — наличие измерительной аппартуры позволило выяснить в чем причина таких казусов, а она оказалась довольно ожидаемой — магнитная проницаемость феррита не соответсвует маркировки. Другими словами на «слабеньких» трансформаторах пришлось отматывать первичную обмотку, на «греющихся силовых транзисторах» наоборот — доматывать.
Немного позже мы отказалиьс от использования колец, однако тот феррит который мы используем вообще был не макрирован, поэтому пошли на радикальные меры. К собранной и отлаженной плате подключается трансформатор с расчетным количеством витков первичной обмотки и изменяется частота преобразования установленным на плату подстроечным резистором (вместо R5 устанавливается подстроечник на 22 кОм). В момент включения частоат преобразования устанавливается в пределах 110 кГц и начинает снижаться вращением движка подстроечного резистора . Таким образом выясняется частота при которой сердечник начинает входить в насыщение, т.е. когда силовые транзисторы начинают греться без нагрузки. Если частота снижается ниже 60 кГц, то первичная обмотка отматывается, если же температура начинает повышаться на 80 кГц, то первичная обмотка доматывается. Таким образом выясняется количество витков именно для этого сердечника и тоько после этого наматывается вторичная обмотка с использованием предлагаемой выше таблички и на упаковках проставляется количество витков первички для того или иного средечника..
Если качество вашего сердечника вызывает сомнения, то лучше изготовить плату, проверить ее на работоспособность и только после этого изготавливать силовой трансформатор используя описанную выше методику..

Дроссель групповой стабилизации. Кое где даже мелькало суждение, что он ну никак не может работать, поскольку через него протекает постоянное напряжение. С одной стороны подобные суждения верны — напряжение действительно одной полярности, значит может быть опознанно как постоянное. Однако автор подобного суждения не учел тот факт, что напряжение хоть и постонное, но оно пульсирующее и во время работы в данном узле происходит далеко не один процесс (протекание тока), а множество, поскольку дроссель содержит не одну обмотку, а минимум две (если выходное напряжение нужно двуполярное) или 4 обмотки, если необходимо два двуполярных напряжения (рисунок 13).

Рисунок 13

Изготовить дроссель можно и на кольце и на Ш-образхном феррите. Габариты конечно же зависят от мощности. Для мощностей до 400-500 Вт хватает средечника от сетевого фильтра питания телевизоров с 54-х см диагональю и выше (рисунок 14). Конструктив сердечника не принципиален

Рисунок 14

      Мотается так же как и силовой трансформатор — из нескольких тонких проводников, свитых в жгут или склеенных в ленту из расчета 4-5 А/мм кв. Теоритически — чем больше витков — тем лучше, поэтому обмотка укладывается до заполнения окна, причем сразу в 2 (если нужен двуполярный источник) или в 4 провода (если нужен источник с двумя двуполярными напряжениями.
После сглаживающих конденсаторов стоят выходные дроссели. Особых требований к ним не предъявляется, габариты… Платы расчитаны на установку сердечников от фильтров сетевого питания телевизоров. Наматывают до заполнения окна, сечение из расчета 4-5 А/мм кв (рисунок 15).



Рисунок 15

Выше упоминалась лента в качетсве обмотки. Здесь следует остановится несколько подробней.
Что лучше? Жгут или лента? И у того и у другого способа есть свои преимущества и недостатки. Изготовление жгута наиболее простой способ — растянул необходимое количество проводов, а затем скрутил их в жгут при помощи дрели. Однако такой способ увеличивает суммарную длину проводников за счет внутреннего кручения, а так же не позволяет добиться идентичности магнитного поля во все проводниках жгута, а это, пусть и не большие, но все же потери на тепло.
Изготовление ленты более трудоемко и немного дороже обходится, поскольку необходимое количество проводников растягивается и затем, при помощи полиуританового клея (ТОП-ТОП, СПЕЦИАЛИСТ, МОМЕНТ-КРИСТАЛЛ) склеивается в ленту. Клей наносят на провод небольшими порциями — по 15…20 см длинны проводника и затем зажав жгут между пальцами как бы втирают его следя за тем, чтобы провода уложились в ленту, на подобии ленточных жгутов, используемых для соединения дисковых носителей с материнской платой IBM компьютеров. После того как клей прихватился наносится новая порция на 15…20 см длины проводов и снова разглаживается пальцами до получения ленты. И так по всей длине проводника (рисунок 16).


Рисунок 16

      После полного высыхания клея производят намотку ленты на сердечник, причем первой наматывается обмотка с большим количеством витков (как правило и меньшим сечением), а сверху уже более сильноточные обмотки. После намотки первого слоя необходимо ленту «уложить» внутри кольца воспользовавшись выструганным из дерева конусообразным колышком. Максимальный диаметр колышка равен внутреннему диаметру используемого кольца, а минимальный — 8…10 мм. Длина конуса должна быть не меньше 20 см и измение диаметра должно быть равномерным. После намотки первого слоя кольцо просто одевают на колышек и с усилием надавливают таким образом, чтобы кольцо довольно сильно заклинило на колышке. Затем кольцо снимают, переворачивают и снова одевают на колышек с тем же усилием. Колышек должен быть достаточно мягким, чтоб не повредить изоляцию обмоточного провода, поэтому твердые породы дерева для этих целей не подойдут. Таким образом проводники укладывают строго по форме внутреннего диаметра сердечника. После намотки следующего слоя провод снова «укладывают» при помощи колышка и так делают после намотки каждого следующего слоя.
После намотки всех обмоток ( не забывая использовать межобмоточную изоляцию) трансформатор желательно прогреть до 80…90°С в течении 30-40 мин (можно воспользоваться духовкой газовой или электрической печки на кухне, но не следует перегревать). При этой температуре полиуритановый клей делается эластичным и снова приобретает клеящие свойства склеивая между собой уже не только проводники расположенные параллельно самой ленте, но и находящиеся сверху, т.е. происходит склеивание слоев обмоток между собой, что добавляет механической жесткости обмоткам и исключает какие либо звуковые эффекты, появление которых иногда случается при плохой стяжке проводников силового трансформатора (рисунок 17).


Рисунок 17

      Плюсами такой намотки является получения идентичного магнитного поля во все проводах ленточного жгута, поскольку геометрически они располагаются одинаково по отношению к магнитному полю. Такой ленточный проводник гораздо легче равномерно распределять по всему периметру сердечника, что очень актуально даже для типовых трансформаторов, а для импульсных является ОБЯЗАТЕЛЬНЫМ условием. Используя ленту можно добиться довольно плотной намотки, причем увеличив доступ охлаждающего воздуха к виткам, расположенным непосредственно внутри обмотки. Для этого достаточно количество необходимых проводов разделить на два и сделать две одинаковых ленты, которые будут наматываться друг на друга. Таким образом увеличится толщина намотки, но появится большое расстояние между витками ленты, обеспечивая доступ воздуха внутрь трансформатора.
В качестве межслойной изоляции лучше всего использовать фторопластовую пленку — очень эластична, что компенсирует напряженность одного края, возникающего при намотке на кольцо, имеет довольно большое пробивное напряжение, не чувствительна к температурам до 200°С и очень тонкая, т.е. не будет занимать много места в окне сердечника. Но она не всегда имеется под рукой. Использовать виниловую изоленту можно, но она чувствительна к температурам выше 80°С. Изолента на основе материи к температурам устойчива, но имеет маленькое пробивное напряжение, поэтому при ее использовании необходимо наматывать минимум 2 слоя.
Каким бы проводником и в какой бы последовательности Вы не наматывали дроссели и силовой трансформатор следует помнить о длине выводов
Если Дроссели и силовой трансформатор изготавливаются с использованием ферритовых колец, то не надо забывать, что перед намоткой края ферритового кольца следует скруглить, поскольку они достаточно остры, а феррит материал довольно прочный и может повредить изоляцию на обмоточном проводе. После обработки феррит обматывается фторопластовой лентой или матерчатой изолентой и наматывается первая обмотка.
Для полной идентичности одинаковых обмоток обмотки мотаются сразу в два провода (подразумевается сразу в два жгута) которые после намотки прозваниваются и начало одной обмотки соединяется с концом другой.
После намотки трансформатора необходимо удалить лаковую изоляцию на проводах. Это самый не приятный момент, поскольку ОЧЕНЬ трудоемкий.
Прежде всего необходимо зафиксировать вывода на самом трансформаторе и исключить вытягивание отдельных проводов их жгута при механических воздействиях. Если жгут ленточный, т.е. клееный и после намотки прогретый, то достаточно намотать на отводы несколько витков тем же обмоточным проводом непосредственно возле тела трансформатора. Если же используется витой жгут, то его необходимо дополнительно свить у снования вывода и так же зафиксировать, намотав несколько витков провода. Далее вывода либо обжигаются при помощи газовой горелки сразу все, либо зачищаются по одному при помощи канцелярского резака. Если лак отжигался, то после остывания провода защищаются наждачной бумагой и свиваются.
После удаления лака, зачистки и свивки вывода необходимо защитить от окисления, т.е. покрыть канифольным флюсом. Затем трансформатор устанавливают на плату, все вывода, кроме вывода первичной обмотки подключаемого к силовым транзисторам, вставляются в соответствующие отверстия, на всякий случай следует «прозвонить» обмотки. Особое внимание следует обратить на фазировку обмоток, т.е. на соответствие начала обмотки с принципиальной схемой. После того как вывода трансформатора вставлены в отверстия следует их укоротить так, чтобы от конца вывода до печатной платы было 3…4 мм. Затем свитый вывод «раскручивается» и в место пайки помещается АКТИВНЫЙ флюс, т.е. это либо гашенная соляная кислота, на кончик спички берется капелька и переносится в место пайки. Либо в глицерин добавляется ацетил-салициловая кислота кристаллическая (аспирин) до получения кашеобразной консистенции (и то и другое можно приобрести в аптеке, в рецептурном отделе). После этого вывод припаивается к печатной плате, тщательно прогревая и добиваясь равномерного расположения припоя вокруг ВСЕХ проводников отвода. Затем вывод укорачивается по высоте пайки и плата тщательно моется либо спиртом (90% минимум), либо очищенным бензином, либо смесью бензина с растворителем 647 (1:1).

ПЕРВОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ
Включение, проверка работоспособности производится в несколько этапов позволяющих избежать неприятностей, которые однозначно возникнут при ошибке в монтаже.
1. Для проверки данной конструкции потребуется отдельный источник питания с двуполярных напряжением ±15…20 В и мощность 15…20 Вт. Первое включение производят подключив МИНУСОВОЙ ВЫВОД дополнительного источника питания к минусовой первичной шине питания преобразователя, а ОБЩИЙ подключают в плюсовому выводу конденсатора С1 (рисунок 18). Таким образом симмулируется питани модуля управления и он проверяется на работоспосбность без силовой части. Тут желательно использовать осцилограф и частотомер, но если их нет, то можно обойтись и мультиметром, желательно стрелочны (цифровые не адекватно реагируют на пульсирующие напряжения).


Рисунок 18

      На выводах 9 и 10 контроллера TL494 стрелочный прибор, включенный на измерение постоянного напряжения должен показать почти половину напряжения питания, что говорит о том, что на микросхеме имеются прямоугольные импульсы
Так же должно сработать реле К1
2. Если модуль работает нормально, то следует проверить силовую часть, но опять же не от высокого напряжения, а используя доп источник питания (рисунок 19).


Рисунок 19

      При такой последовательности проверки что либо сжечь весьма затруднительно даже при серьезных ошибках монтажа (замыкание между дорожками платы, не пропайка элементов) поскольку мощности дополнительного блока не хватит. После включения проверяется наличие выходных напряжения преобразователя — конечно же оно будет значительно ниже расчетного (при использовании доп источника ±15В выходные напряжения будут занижены примерно в 10 раз, поскольку первичное питание составляет не 310 В а 30 В), тем не менее наличие выходных напряжений говорит о том, что в силовой части нет ошибок и можно переходить к терьей части проврки.
3. Первое включение от сети необходимо производить с токоограничением в качестве которого может выступить обычная лампа накаливания на 40-60 Вт, которую подключают вместо предохранителя. Радиаторы уже должны быть установлены. Таким образом в случае чрезмерного потребления по какой либо причине лампа загорится, а вероятность выхода из строя сведется к минимуму. Если же все нормально, то производят регулировку выходного напряжения резисторовм R26 и проверяют нагрузочную способность источника подключив к выходу такую же лампу накаливания. Включенная вместо предохранителя лампа должна загоряется (яркость зависит от выходного напряжения, т.е. от того какую мощность источник будет отдавать. Выходное напряжение регулируется резистором R26, однако может потебоваться подбор R36.
4. Проверка работоспособности производится с установленным на место предохранителем. В качестве нагрузки можно использовать нихромовую спираль для электропечек мощность 2-3 кВт. Два отрезка провода подпаивают к выходу источника питания, для начала к плечу, с котрого производится контроль выходного напряжения. Один провод прикручивается к концу спирали, на второй устанавливается «крокодил». Теперь, переустанавливая «крокодил» по длине спирали, можно оперативно менять сопротивление нагрузки (рисунок 20).


Рисунок 20

      Будет не лишним на спирали сделать «растяжки» в местах с определенным сопротивлением, например каждые 5 Ом. Подключаясь к «растяжкам» Уже заранее будет известно какая нагрузка и какая выходная мощность на данный момент. Ну а мощность можно вычислить по закону Ома (используется в табличке).
Все это необходимо для регулировки порога срабатывания защиты от перегрузки, которая должна устойчиво срабатывать при превышении реальной мощности на 10-15% расчетную. Так же проверяется как устойчиво источник питания держит нагрузку.

Если источник питания не отдает расчетную мощность значит какая то ошибка закралась при изготовлении трансформатора — смотрим выше как расчитать витки под реальный сердечник.
Осталось внимательно изучить как изготовить печатную плату, а это подробно описанно здесь И можно приступать к сборке. Необходимые чертежи печатной платы с первоисточником в формате LAY лежат в этом архиве. Чертежи в формате Word в этом архиве, ну а краткое описание по сборке здесь.

Если что то не понятно — спрашивайте — и ответим, и дополним архивы.

Не много дополнительной информации:

САМОДЕЛЬНЫЕ ПРЕДОХРАНИТЕЛИ
ТОК ПЕРЕГОРАНИЯ, А ДИАМЕТР МЕДНОГО
ПРОВОДА, мм
0,5 0,022
1 0,039
2 0,073
3 0,1
5 0,173
7,5 0,24
10 0,31
15 0,44
20 0,56
Цветовая маркировка резисторов

Цвет знака

Первая
цифра

Вторая
цифра

Третья
цифра

Множе-
тель

Допуск
+/- %

Серебристый

10^-2

10

Золотистый

10^-1

5

Черный

0

1

Коричневый

1

1

1

10

1

Красный

2

2

2

10^2

2

Оранжевый

3

3

3

10^3

Желтый

4

4

4

10^4

Зеленый

5

5

5

10^5

0,5

Голубой

6

6

6

10^6

0,25

Фиолетовый

7

7

7

10^7

0,1

Серый

8

8

8

10^8

0,05

ПРИМЕРНАЯ МОЩНОСТЬ УСИЛИТЕЛЯ
В ЗАВИСИМОСТИ ОТ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ И СОПРОТИВЛЕНИЯ НАГРУЗКИ
АМПЛИТУДА
ПОКАЗАНИЯ
ОСЦИЛОГРАФА
ДЕЙСТВУЮЩЕЕ
ПОКАЗАНИЯ
ВОЛЬТМЕТРА
4 Ома 8 Ом АМПЛИТУДА
ПОКАЗАНИЯ
ОСЦИЛОГРАФА
ДЕЙСТВУЮЩЕЕ
ПОКАЗАНИЯ
ВОЛЬТМЕТРА
4 Ома 8 Ом

1


2


3


4


5


6


7


8


9


10


11


12


13


14


15


16


17


18


19


20


22


24


26


28


30


32


34


36


38


40


42


44


46


48


50



0,71


1,41


2,12


2,83


3,54


4,24


4,95


5,66


6,36


7,07


7,78


8,49


9,19


9,9


10,61


11,32


12,02


12,73


13,44


14,14


15,56


16,97


18,39


19,8


21,22


22,63


24,05


25,46


26,87


28,29


29,7


31,12


32,53


33,95


35,36



0,13


0,5


1,12


2


3,13


4,49


6,13


8,01


10,11


12,5


15,13


18,02


21,11


24,5


28,14


32,04


36,12


40,51


45,16


49,98


61


72


85


98


113


128


145


162


180


200


221


242


265


288


313



0,06


0,25


0,56


1


1,57


2,25


3,06


4


5,06


6,25


7,57


9,01


10,56


12,25


14,07


16,02


18,06


20,26


22,58


24,99


30


36


42


49


56


64


72


81


90


100


110


121


132


144


156



52


54


56


58


60


62


64


66


68


70


72


74


76


78


80


82


84


86


88


90


92


94


96


98


100


105


110


115


120


125


130


135


140


145


150



36,78


38,19


39,6


41,02


42,43


43,85


45,26


46,68


48,09


49,5


50,92


52,33


53,75


55,16


56,58


57,99


59,41


60,82


62,23


63,65


65,06


66,48


67,89


69,31


70,72


74,26


77,79


81,33


84,87


88,4


91,94


95,47


99,01


102,55


106,08



338


365


392


421


450


481


512


545


578


613


648


685


722


761


800


841


882


925


968


1013


1058


1105


1152


1201


1250


1379


1513


1654


1801


1954


2113


2279


2451


2629


2813



169


182


196


210


225


240


256


272


289


306


324


342


361


380


400


420


441


462


484


506


529


552


576


600


625


689


756


827


900


977


1057


1139


1225


1315


1407


      Обычно амплитуда на выходе мощных усилителей класса АВ на 3…7 В меньше напряжения питания, следовательно если напряжение питания будет составлять ±50 В, то на выходе будет амплитуда 43…47 В, т.е. усилитель мощности может отдать в нагрузку 4 Ома 230…270 Вт.

VIPer – новое слово в проектировании импульсных источников питания

28 ноября 2007

 

 

 В недавнем прошлом многие компании-производители стали отказываться от трансформаторных блоков питания вследствие их немалой массы и значительных габаритных размеров. Представьте себе трансформаторный блок питания с выходной мощностью 100-150 Вт, выполненный даже на ториодальном магнитопроводе. Масса такого блока питания будет составлять примерно 5-7 кг, а о его габаритах даже нечего и говорить. С появлением всевозможных микросхем ШИМ-контроллеров и высоковольтных мощных MOSFET-транзисторов на смену трансформаторным источникам питания пришли импульсные, следовательно, габаритные размеры и масса блоков питания уменьшились в несколько раз. Импульсные блоки питания не уступают трансформаторным по мощности, более того, они гораздо эффективнее. КПД современных импульсных блоков питания достигает 95%. Однако у таких блоков питания есть свои недостатки:

1. Большое количество элементов схемы, что в результате усложняет проектирование топологии печатных плат и приводит к паразитным возбуждениям и помехам.

2. Cложность настройки из-за подбора пассивных компонентов в обвязке ШИМ-контроллера, в цепи защиты и т.д.

Эти недостатки также создают неудобства при проведении диагностики неисправностей и при их устранении.

Основные узлы классической схемы импульсного обратноходового блока питания состоят из следующих блоков.

1. Входная цепь (включает в себя сетевой фильтр, диодный мост и фильтрующие конденсаторы).
2. ШИМ-контроллер.
3. Схемы защиты (по перенапряжению, по превышению температуры, и т.д.)
4. Схемы стабилизации выходного напряжения.
5. Мощный выходной MOSFET-транзистор.
6. Выходная цепь, состоящая из диодного моста и фильтрующих конденсаторов.

Как видно, количество активных компонентов, входящих в состав импульсного блока питания, доходит до нескольких десятков, что увеличивает габаритные размеры устройства и, как следствие, создает ряд проблем при проектировании и отладке.

Компания STMicroelectronics, проанализировав трудности, возникающие при проектировании импульсных источников питания, разработала уникальную серию микросхем, объединив на одном кристалле ШИМ-контроллер, цепи защиты и мощный выходной MOSFET-транзистор. Серия приборов была названа VIPer.

Название VIPer произошло от технологии изготовления самого MOSFET-транзистора, а именно, Vertical Power MOSFET.

Функциональная схема одного из приборов семейства VIPer представлена на рисунке 1. 

Рис. 1. Функциональная схема VIPer

Основные особенности:

  • регулируемая частота переключения от 0 до 200 кГц;
  • режим токовой регуляции;
  • мягкий старт;
  • потребление от сети переменного тока менее 1 Вт в дежурном режиме;
  • выключение при понижении напряжения питания в случае короткого замыкания (КЗ) или перегрузки по току;
  • интегрированная в микросхему цепь запуска;
  • автоматический перезапуск;
  • защита от перегрева;
  • регулируемое ограничение по току.

Пример принципиальной схемы стандартного включения одного из представителей семейства VIPer представлен на рисунке 2.

Как и в аналогичных микросхемах для построения импульсных источников питания производства таких фирм как Power Integrations и Fairchild, в микросхемах семейства VIPer применяется режим регулирования по току. Используются две петли обратной связи — внутренняя петля контроля по току и внешняя петля контроля по напряжению. Когда МОП-транзистор открыт, значение тока первичной обмотки трансформатора отслеживается датчиком SenseFET и преобразуется в напряжение, пропорциональное току. Когда это напряжение достигает величины, равной Vcomp (напряжение на выводе COMP (см. рис. 1) — выходное напряжение усилителя ошибки), транзистор закрывается. Таким образом, внешняя петля регулирования по напряжению определяется величиной, при которой внутренняя токовая петля выключает высоковольтный ключ. Немаловажно отметить еще одну особенность микросхем VIPer, которая ставит их на уровень выше конкурентов. Это возможность работать на частотах достигающих 300 кГц. Она позволяет добиться еще большего КПД и использовать трансформаторы с меньшими габаритными размерами, что ведет к миниатюризации источника питания с сохранением расчетной выходной мощности. 

Рис. 2. Принципиальная схема включения микросхемы семейства VIPer

Семейство VIPer имеет широкую номенклатурную линейку приборов, позволяющих легко выбрать микросхему, удовлетворяющую заданные технические условия. Доступные на данный момент приборы, включая новинки, представлены в таблице 1.

Таблица 1. Сводная таблица приборов семейства VIPer

Наименование Uси, В  Ucc max, В Rси, Ом Iс min, А Fsw, кГц Корпус
VIPer12AS 730 38 30 0,32 60 SO-8
VIPer12ADIP 730 38 30 0,32 60 DIP-8
VIPer22AS 730 38 30 0,56 60 SO-8
VIPer22ADIP 730 38 30 0,56 60 DIP-8
VIPer20 620 15 16 0,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer20(022Y) 620 15 16 0,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer20DIP 620 15 16 0,5 до 200 DIP-8
VIPer20A 700 15 18 0,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer20A(022Y) 700 15 18 0,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer20ADIP 700 15 18 0,5 до 200 DIP-8
VIPer20ASP 700 15 18 0,5 до 200 PowerSO-10
VIPer50 620 15 5 1,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer50(022Y) 620 15 5 1,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer50A 700 15 5,7 1,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer50A(022Y) 700 15 5,7 1,5 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer50ASP 700 15 5,7 1,5 до 200 PowerSO-10
VIPer53DIP 620 17 1 1,6 до 300 DIP-8
VIPer53SP 620 17 1 1,6 до 300 PowerSO-10
VIPer53EDIP 620 17 1 1,6 до 300 DIP-8
VIPer53ESP 620 17 1 1,6 до 300 PowerSO-10
VIPer100 700 15 2,5 3 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer100(022Y) 700 15 2,5 3 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer100A 700 15 2,8 3 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer100A(022Y) 700 15 2,8 3 до 200 PENTAWATT H.V.
VIPer100ASP 700 15 2,8 3 до 200 PowerSO-10

Микросхемы VIPer доступны в различных корпусных исполнениях, представленных на рисунке 3. 

Рис. 3. Корпусное исполнение микросхем семейства VIPer

Корпусное исполнение PowerSO-10 является разработкой компании ST Microelectronics. Этот корпус предназначен для поверхностного монтажа на контактную медную площадку на поверхности печатной платы, соединенную со стоком мощного транзистора.

В таблице 2 представлены рекомендации от STMicroelectronics по замене аналогичных приборов других производителей на приборы семейства VIPer. Данная таблица была составлена по материалам, предоставленным STMicroelectronics. Приборы VIPer, указанные в таблице, не являются pin-to-pin аналогами приборов других производителей. Данные были составлены, исходя из близких параметрических особенностей.

Таблица 2. Сводная таблица рекомендованных к замене приборов   

LNK562P VIPER12ADIP
LNK562G VIPER12AS
LNK563P VIPER12ADIP
LNK564P VIPER12ADIP
LNK564G VIPER12AS
TNY274G VIPER12AS
VIPER22AS
TNY275P VIPER12ADIP
VIPER22ADIP
TNY275G VIPER12AS
VIPER22AS
TNY276P VIPER12ADIP
VIPER22ADIP
TNY276G VIPER12AS
VIPER22AS
TNY277P VIPER12ADIP
VIPER22ADIP
TNY277G VIPER12AS
VIPER22AS
TNY278P VIPER22ADIP
VIPER53EDIP
TNY278G VIPER22AS
VIPER53ESP
TNY279P VIPER22ADIP
VIPER53EDIP
TNY279G VIPER22AS
VIPER53ESP
TNY280P VIPER22ADIP
VIPER53EDIP
TNY280G VIPER22AS
VIPER53ESP
TOP232P FSDM311
FSQ0165RN
FSQ311
VIPer22ADIP
VIPer20ADIP
TOP232G VIPer22AS
VIPer20ADIP
TNY264P FSD210B
FSQ510
FSQ510H
VIPer12ADIP
TNY264G   — VIPer12AS
TNY266P FSDM311
FSQ0165RN
FSQ311
VIPer22ADIP
VIPer20ADIP
TNY266G FSDM311L VIPer22AS
VIPer20ASP
TNY267P FSDH0170RNB
FSDL0165RN
FSQ0165RN
FSQ0170RNA
VIPer22ADIP
VIPer20ADIP
TNY267G FSDL0165RL VIPer22AS
VIPer20ASP
TNY268P FSDH0265RN
FSDH0270RNB
FSDM0265RNB
FSQ0265RN
FSQ0270RNA
VIPer22ADIP
VIPer20ADIP
TNY268G VIPer22AS
VIPer20ASP
TNY253P VIPer12ADIP
TNY253G VIPer12AS
TNY254P VIPer12ADIP
TNY254G VIPer12AS
TNY255P VIPer12ADIP
TNY255G VIPer12AS
TNY256P FSDM311
FSQ0165RN
FSQ311
VIPer22ADIP
VIPer20ADIP
TNY256G VIPer22AS
VIPer20ASP
TNY256Y VIPer20A
TOP221P VIPer12ADIP
TOP221G VIPer12AS
TOP221Y VIPer12ADIP
TOP222P FSDM311
FSQ0165RN
FSQ311
VIPer22ADIP
VIPer20ADIP
TOP222G   — VIPer22AS
VIPer20ASP
TOP222Y   — VIPer20A
TOP223P FSDL0165RN
FSQ0165RN
VIPer50A
TOP223G   — VIPer50ASP
TOP223Y   — VIPer50A
TOP224P FSDH0265RN
FSQ0265RN
VIPer50A
TOP224G   — VIPer50ASP
TOP224Y KA5H0280RYDTU
KA5M0280RYDTU
VIPer50A
TOP226Y KA5H0365RYDTU
KA5H0380RYDTU
KA5L0365RYDTU
KA5L0380RYDTU
KA5M0365RYDTU
KA5M0380RYDTU
VIPer100A
TOP227Y VIPer100A
TOP209P FSDM0565RBWDTU VIPer12ADIP
TOP209G VIPer12AS
TOP210PFI VIPer12ADIP
TOP210G VIPer12AS
TOP200YAI VIPer22ADIP
VIPer20A
TOP201YAI VIPer50A
TOP202YAI VIPer50A
TOP203YAI VIPer100A
TOP214YAI VIPer100A
TOP204YAI VIPer100A

 

Рис. 4. Интерфейс программного обеспечения для расчета источника питания на приборах семейства VIPer

В заключение хочется отметить, что компания STMicroelectronics предоставляет разработчикам пакет бесплатного программного обеспечения для расчета параметров источника питания, построенного на основе микросхем семейства VIPer.

Пакет VIPer Design Software имеет доступный и понятный интерфейс, позволяющий задать любой из необходимых параметров и получить готовую схему с перечнем используемых компонентов, графиками и осциллограммами процессов.

 

По вопросам получения технической информации, заказа образцов и поставки обращайтесь в компанию КОМПЭЛ. Е-mail: [email protected]

EEPROM в новом миниатюрном корпусе

В марте 2007 г. компания STMicroelectronics объявила о выпуске привычных всем микросхем EEPROM (емкостью от 2 до 64 кБит; с SPI или I2C-интерфейсом) в миниатюрном 2х3 мм MLP8 (ML — Micro Leadframe) исполнении. По своим рабочим характеристикам новая разработка сравнима со своей предшественницей, микросхемой размером 4×5 мм, (в корпусе S08N), однако позволяет значительно сэкономить место на печатной плате, равно как и снизить стоимость конечного устройства.

STMicroelectronics — первая компания, которая представила на рынок полную линейку серии EEPROM в столь малом корпусе. Супертонкий корпус (всего 0,6 мм) с плоскими выводами, расположенными c двух сторон, число циклов памяти до 1 миллиона (!), способность сохранять необходимые данные более 40 лет — все это делает микросхему достойным представителем своего семейства.

Новая разработка предназначена для применений в широких областях современной микроэлектроники: цифровые фото- и видеокамеры, миниатюрные MP3-плееры, разнообразные пульты, игровые приставки, беспроводные устройства, Wi-Fi-системы.

Выпуск новой микросхемы намечен на вторую половину 2007 года, но образцы можно заказывать уже сейчас.

Источник:
www.st.com 

•••

Наши информационные каналы

РЕМОНТ БП ПК — НИЗКОВОЛЬТНЫЕ ЦЕПИ

Итак, продолжаем цикл статей от Elwo.ru, посвященных ремонту блоков питания АТХ. В этой статье мы разберем, в основном низковольтные и выходные цепи блока питания, а также снова коснемся проблем с высоковольтной частью. Итак, у нас есть ШИМ контроллер, их бывает несколько распространенных моделей микросхем, применяемых в блоках питания АТХ, это и широко распространенная TL494, и другие подобные ей микросхемы, по типу работы.

Так например выглядит ШИМ контроллер брендовых блоков питания Powerman. А вот так он обозначается на схеме:

Выделено красным. Рядом с  выводами 8 и 9 мы видим надписи OP1 и OP2. C чем же они соединены? Посмотрев на схему блока питания, вот она целиком, она кликабельна:

Мы видим, что эти два выводы, соединены с базами двух транзисторов, также помеченных на схеме OP1 и OP2. В их обвязке мы видим, также ставшие стандартными в подобных схемах, защитные диоды, между коллектором и эмиттером. Они защищают наши транзисторы от импульсов, выбросов, которые бывают при работе на индуктивную нагрузку, какой у нас и являются обмотки трансформатора Т2.

Эти транзисторы называются транзисторами раскачки, почему же они так называются? А потому что силовые транзисторы, выделенные синим, мы не можем подключить, по соображениям схемотехники напрямую, на выхода ШИМ контроллера, и нам удобнее управлять нашими высоковольтными ключами, Q3 и Q4, через эти своего рода промежуточные транзисторы. Второй причиной является то, что силовые транзисторы, ключи, часто пробиваются высоким напряжением, бывает что и на базу, и все 3 вывода оказываются у нас, пусть и на очень короткое время, пока не сгорит предохранитель, под высоким напряжением. Нежный ШИМ контроллер этого очень не любит), и сразу откажется работать. Все необходимые данные, а также его распиновку и назначение выводов, мы как обычно, находим в даташите:

А ШИМ контроллер, если требуется его замена, у него будет необходимо подбирать впоследствии номиналы обвязки, это не так легко сделать, потребуются измерения, поэтому мы и имеем такое решение. Как уже было сказано в предыдущих статьях, если у нас летят высковольтные ключевые транзисторы, не пытайтесь найдя транзистор в КЗ, коротком замыкании, сразу же заменив транзистор, включать в сеть, не проверив его обвязку, те детали, которые обеспечивают его работу, и находятся на схеме рядом с ним. Или вы рискуете попасть на покупку нового транзистора, а цены на них сейчас в радиомагазинах, отнюдь не радуют. Итак, вернемся к нашим низковольтным цепям. Если у нас блок питания пытается стартовать, кулер дергается, пытается раскрутиться, но не может и останавливается, значит у нас срабатывает защита блока питания, и проблему нужно искать в низковольтной части, возможно и в выходных цепях блока питания, после силового трансформатора. Посмотрите на следующий рисунок:

Здесь мы видим два алюминиевых радиатора, на них, на одном из них, обычно всегда ближнем к “бочонкам”, электролитическим конденсаторам, расположены высоковольтные транзисторы, ключи, которыми и управляют наши транзисторы раскачки, и мосфет или обычный биполярный транзистор. Все они находятся под высоким напряжением, ни в коем случае не касайтесь их руками, при проведении измерений на “горячую”, во включенном блоке питания, это опасно для жизни! Это касается и самих больших “бочонков” электролитических конденсаторов, они сохраняют заряд еще какое-то время и после выключения, несмотря на то, что в их цепях и установлены резисторы, для их разряжения. На втором же радиаторе, дальнем от “бочонков”, мы видим вот такие штуки, как на фото, внешне порой ничем не отличающиеся от мощных ключей – транзисторов, но это абсолютно другие детали.

Это диодная сборка Шоттки, или два мощных импульсных диода, которые соединены катодами. Что мы и видим на нанесенном обозначении, на корпусе диода. Диоды Шоттки ни в коем случае нельзя менять, на обычные выпрямительные диоды, даже подходящие по току, они не предназначены для работы в таких цепях, и будут сильно греться.

На схеме у нас их три, и находятся они, как уже можно было догадаться, даже не глядя на схему, по цепям +3.3 вольта, +5 Вольт, и +12 Вольт, иначе говоря по всем выходным цепям, способным выдавать болшие токи, кроме маломощных -5 и -12 вольт. Итак, посмотрим на схему, с вторичных обмоток силового трансформатора, напряжение идет на аноды диодной сборки. Как нам известно любой диод, в том числе и Шоттки, мы можем проверить мультиметром, в режиме звуковой прозвонки. С диодами Шоттки значения будут правда не 500-600, как обычно бывает при проверке выпрямительных диодов, а порядка 200, потому что у них меньшее падение напряжения. К чему это рассказываю? Посмотрите внимательно на схему, на все аноды диодных сборок, параллельно им подключены вторичные обмотки выходного трансформатора. Что это значит? А это значит что оба крайних  вывода, аноды, у нас будут звониться на звуковой прозвонке, или на измерении сопротивления, как низкоомное сопротивление, и это ничуть не означает, что диодная сборка у нас пробита, между анодами. В чем мы и можем убедиться, прозвонив диоды сборки по отдельности, в режиме звуковой прозвонки. Куда же идут выхода с диодных сборок?

На дроссель, и затем на фильтры. Те самые конденсаторы 2200-3300 мкФ, которые у нас любят так часто дуться), и в результате наш блок питания не стартует, или работает не стабильно. На схеме конденсаторы фильтров выделены синим. И наконец после этих фильтров, напряжение приходит уже на наш разъем 20-24 Pin, Молексы и все остальные разъемы. А теперь, в качестве бонуса, я расскажу о поломке блока питания которая встречается редко, но тем не менее, как оказалось, все же бывает. Включаю блок питания, как обычно, клавишным выключателем на задней стенке, замыкаю PS-ON на GND, и ничего не происходит… Вскрываю крышку, предохранитель не почерневший, проволочку видно, звоню для большей уверенности, все звонится. Звоню диодный мост, мосфет, выходные транзисторы, Y- конденсаторы, большой красный конденсатор, на 250 вольт, и остальные подобные. Все в идеале. Они все показаны на рисунке:

Тут приходит в голову мысль, прозвонить термистор, который с виду кажется в норме, эта деталь защищает диодный мост от бросков тока, и ставится последовательно с предохранителем, а точнее сразу после него. На схеме выделено фиолетовым. Не путайте с Y — конденсаторами, выделено синим, внешне они немного похожи.

Пытаюсь его слегка отогнуть, и он отгибается, вернее его большая часть), а одна нога остается висящей в воздухе. В течение последующих двух минут, выпаиваю термистор с донора, впаиваю в схему, все работает, тесты проходит, все в идеале. И убеждаюсь в справедливости поговорки, что ремонт техники, состоит на 95% в диагностике неисправности… Хотя один или два электролитических конденсатора, я предварительно все же вроде бы заменил тогда. Вот так термистор выглядит на плате, обычно он находится рядом с предохранителем.

После ремонта 5-10 блоков, все последующие, за исключением конечно тяжелых случаев, а они бывают и у меня, обычно ремонтируются по ставшей уже отработанной схеме. Большую часть распространенных простых поломок, которые случаются у блоков питания АТХ мы разобрали, и которые можно устранить в домашних условиях, без применения осциллографа, или других дорогих приборов. Которых обычно и не бывает в мастерской у домашнего мастера, мы разобрали в этой, и предыдущих статьях. Для проведения большинства ремонтов, нам достаточно было обычного мультиметра, и еще также очень желателен для облегчения работы ESR метр. Без которого, впрочем, вполне можно обойтись, если знать схемотехнику блоков питания АТХ, и менять все электролитические конденсаторы на новые в проблемном узле. 

Кстати, насчет конденсаторов, настоятельно рекомендую менять электролитические конденсаторы, на другие только с обозначением 105С, на корпусе. Конденсаторы на которых написано 85С, даже новые, и подобные, имеющие низкую, предельно допустимую температуру работы, недолго прослужат в закрытом корпусе, и замена на них допустима только на время тестирования.

Всем удачных ремонтов, специально для «Электрические схемы» — AKV.

Схемотехника современных мощных источников питания

Введение

В последние годы на российском рынке силовой электроники появилось большое количество модульных вторичных источников питания как зарубежного, так и отечественного производства, которые позиционируются для применения в высоконадежных системах, таких как телекоммуникационное оборудование и аппаратура промышленной автоматики. Однако на практике зачастую оказывается, что эти изделия не отвечают современным требованиям надежности, а уровень схемотехнических решений находится на рубеже конца 80-х годов прошлого века. Это во многом объясняется спецификой нашего рынка: потребителю часто трудно понять, почему казалось бы похожие по электрическим характеристикам изделия разных фирм отличаются по цене в 2-4 раза. Ответ на это вопрос он получает в первый год эксплуатации, когда появляется первая статистика отказов оборудования. В данной статье мы рассмотрим основные схемотехнические решения и сравним их эффективность с точки зрения минимизации потерь и увеличения надежности.

 

Структурная схема вторичных источников питания

Обобщенная структурная схема вторичных источников питания мощностью 500-2500 Вт, включающая в себя стандартный набор функциональных узлов, приведена на рис. 1. Каждый из этих узлов может быть реализован на основе различных схемных решений, что в итоге и будет определять как эффективность устройства, так и его надежность.

Рис. 1.

Вторичный источник питания содержит следующие основные узлы: входной сетевой фильтр, корректор коэффициента мощности (ККМ), инвертор, преобразующий постоянное напряжение с выхода ККМ в переменное на частоте преобразования, силовой трансформатор, выпрямитель, выходной фильтр, схему управления и дежурный источник питания, вырабатывающий ряд напряжений для питания остальных элементов схемы. Некоторые производители с целью экономии не используют отдельный источник для питания внутренних цепей, вместо этого реализуют схему питания от дополнительных обмоток дросселя ККМ или силового трансформатора. Несмотря на кажущееся усложнение вторичных источников питания при питании его узлов от дополнительного источника, такое решение повышает надежность, поскольку система сохраняет управляемость в случае аварийных ситуаций в нагрузке или ККМ.

Хотя каждый из узлов вторичных источников питания, приведенных на рис. 1, вносит свой вклад в общие потери мощности, схемотехническое повышение эффективности возможно лишь в трех из них: ККМ, инвертор, выпрямитель. Снижение потерь в фильтрах и силовом трансформаторе относится больше к конструктивным решениям.

Рассмотрим варианты построения указанных узлов вторичных источников питания и проанализируем их эффективность с точки зрения потерь, стоимости и габаритов. В расчетах для примера будем рассматривать устройство со следующими параметрами:

  • мощность нагрузки 1000 Вт;
  • выходное напряжение 50 В;
  • ток нагрузки до 20 А;
  • первичное питание — однофазная сеть 220 В ±20%.

Корректор коэффициента мощности

Современные требования к уровню электромагнитных помех и гармоническому составу тока первичной сети требуют использования активной коррекции коэффициента мощности в источниках питания с преобразованием частоты.

Наибольшее распространение получили ККМ по схеме повышающего ШИМ-преобразователя (рис. 2) благодаря относительно низким потерям и простоте обеспечения постоянного потребления тока. Управление широтноимпульсным модулятором осуществляется сигналом, формируемым схемой управления таким образом, чтобы потребляемый ток по форме совпадал с выпрямленным напряжением.

Рис. 2.

Различают три основных метода управления ККМ: метод разрывных токов и его разновидность — «граничное» управление; метод управления по пиковому значению тока и управление по среднему значению тока [1]. Первые два метода применяются в ККМ малой и средней мощности (до 300 Вт) из-за большой амплитуды пульсаций тока, значительных электромагнитных помех, необходимости установки громоздких сетевых фильтров и невысокой точности коррекции [2]. Корректоры коэффициента мощности с управлением по среднему току свободны от указанных недостатков. Как правило, пиковое значение пульсаций тока дросселя выбирают в пределах 20% от среднего значения, а схема обратной связи по току имеет низкое усиление на частоте преобразования, что значительно повышает помехоустойчивость ККМ и точность отслеживания формы сигнала.

Существует три принципиальных подхода к реализации ККМ с управлением по среднему току: использование классической схемы, использование схемы с переключением транзистора при нулевом напряжении (квазирезонансный ККМ, рис. 3) и применение карбид-кремниевого или арсенид-галлиевого диода Шоттки в классической схеме. Методика расчета потерь в каждом из вариантов схем ККМ приведена в одной из предыдущих публикаций автора [3]. На рис. 4 показана типовая диаграмма распределения потерь в активных компонентах схемы. Как видно из рисунка, наибольшая рассеиваемая мощность приходится на ключевой транзистор и диод. Потери в сетевом мостовом выпрямителе трудно поддаются снижению, уменьшение их за счет применения более мощных диодов не всегда оправдано, так как влечет за собой неадекватное увеличение габаритов и стоимости.

Рис. 3.

Рис. 4.

В классической схеме ККМ от 70 до 90% мощности рассеивания на ключевом транзисторе и кремниевом бустерном диоде приходится на динамические потери, из них почти 50% обусловлены эффектом обратного восстановления диода [3].

В отличие от кремниевых p-n диодов, выключение p-i-n диодов Шоттки не сопровождается процессом рассасывания заряда в n-области и ток обратного восстановления отсутствует. Существует лишь незначительный ток заряда емкости перехода, который не зависит от температуры и di/dt [3].

На рис. 5 показаны диаграммы распределения полной мощности потерь в диодах и ключевом транзисторе для трех типов полупроводников. Как следует из рисунка, простая замена кремниевого Ultra Fast диода на SiC-диод Шоттки Zero Recovery (Cree) позволяет снизить тепловую нагрузку почти вдвое. Применение GaAs диодов Шоттки дает выигрыш менее 20%. Это обусловлено тем, что GaAs не является полупроводником с большой шириной энергетической запрещенной зоны, поэтому максимальное напряжение, на которое может быть рассчитан диод, не превышает 300 В. Для получения 600-вольтовых приборов производители соединяют внутри корпуса последовательно два кристалла, что является причиной чрезвычайно большого прямого падения напряжения. Вследствие этого динамические потери снижаются, а статические резко возрастают.

Рис. 5.

Рис. 6.

Альтернативным решением является применение схемы с переключением транзистора при нулевом напряжении, упрощенная структурная схема которой показана на рис. 3. Управление такой схемой может быть реализовано на базе стандартного контроллера, например, UC2855A. У схемы имеется ряд существенных недостатков, один из которых — возникновение переходного процесса с удвоенной амплитудой отрицательной полярности, что приводит к трехкратному перенапряжению на VD3. Для устранения выбросов применяют одну из снабберных цепей — либо последовательную VD4-Rсн, как показано на рис. 3, либо последовательно с L2 включают насыщающийся дроссель. В последнем случае в сердечнике дросселя выделяется значительная мощность, что заставляет либо отводить от него тепло, либо использовать сердечник больших размеров. Это значительно снижает эффективность такой схемы.

На рис. 6 приведена диаграмма суммарных потерь и ориентировочная стоимость основных активных компонентов для трех рассмотренных вариантов ККМ. Наименьшие потери обеспечивает классическая схема корректора с SiC-диодом Шоттки Zero Recovery (Cree). Квазирезонансная схема имеет на 30% больше потерь, при этом содержит в три раза больше активных компонентов, является наиболее дорогой и наименее надежной.

Таким образом, использование качественных стандартных контроллеров с управлением по среднему току в сочетании с SiC-диодом Шоттки и современным MOSFET с малым Rds on позволяет строить недорогие надежные и эффективные ККМ для рассматриваемого класса вторичных источников питания.

2.2. Преобразователь напряжения

Как и в случае с ККМ, существует три принципиальных подхода к реализации преобразователя напряжения: классический ШИМ с жестким переключением, квазирезонансный с фазовым управлением и резонансный с частотным регулированием.

Классический ШИМ-преобразователь (рис. 7) является наиболее простым и наименее эффективным. Транзисторы переключаются в жестком режиме, а при емкостном характере нагрузки выпрямителя — еще и при максимальном токе. Поскольку в схеме всегда присутствует паразитная последовательная индуктивность, включающая в себя индуктивность рассеивания силового трансформатора и монтажа, заряд выходной емкости транзисторов сопровождается выбросами напряжения, что требует установки снабберных цепей и приводит к дополнительным потерям. Если энергия, запасаемая в паразитных реактивностях, достаточно велика, существует опасность отпирания встроенных антипараллельных диодов ключевых MOSFET, что приводит к дополнительным потерям при их обратном восстановлении [4]. В общем случае, суммарные потери в ключах определяются выражением:

где Isw — ток, протекающий через транзистор, Ron — сопротивление MOSFET в открытом состоянии, tr, tf— время нарастания и спада тока через транзистор, fs — частота преобразования, C22 — выходная емкость транзистора, V0 — напряжение питания, Qrr— заряд обратного восстановления антипараллельного диода.

Рис. 7.

Использование схемотехники квазирезонансного (рис. 8) или резонансного (рис. 9) переключения направлено на устранение в формуле (1) всех слагаемых, начиная со второго. Это достигается за счет уменьшения напряжения на ключевом транзисторе до нуля к моменту его открывания. Принципиальная разница состоит в том, что в квазирезонансном инверторе контур, формирующий траекторию переключения транзисторов, напрямую не участвует в процессе передачи энергии в нагрузку. В резонансном преобразователе формирующий контур является аккумулятором энергии, часть которой передается в нагрузку, а часть свободно циркулирует. Необходимым условием реализации режима резонансного переключения является наличие достаточной энергии, запасаемой в индуктивности формирующего контура к моменту переключения транзисторов инвертора:

Рис. 8.

Рис. 9.

Ток isw в квазирезонансном преобразователе прямо пропорционален току нагрузки вторичного источника питания, поэтому, начиная с некоторого минимального значения тока, условие (2) перестает выполняться и преобразователь переходит в режим жесткого переключения. В резонансном преобразователе ток isw равен контурному току и практически не зависит от величины нагрузки, что позволяет сохранить режим «мягкого» переключения даже на холостом ходу [5].

Принципиально отличаются и способы регулировки выходного напряжения вторичных источников питания. В квазирезонансном источнике питания применимо фазовое управление ключами [6], что позволяет осуществить регулировку методом ШИМ. В резонансном инверторе возможна только частотная регулировка. На рис. 10, 11 показаны графики типовых АЧХ и ФЧХ резонансного преобразователя. Из графиков можно сделать два принципиальных вывода: во-первых, для реализации резонансного переключения необходима работа на частоте выше резонансной, поскольку формирующий контур должен иметь индуктивное сопротивление; во-вторых, минимальная частота должна быть ограничена точкой максимума АЧХ (точка A рис. 10), поскольку ниже этой частоты теряется управляемость инвертором. На практике рабочую точку выбирают ниже максимума АЧХ, исходя из фиксированного коэффициента передачи контура (пунктирная линия, точка B).

Рис. 10.

Рис. 11.

Недостатком резонансного метода является снижение КПД при уменьшении нагрузки, поскольку потери в инверторе обусловлены контурным током, который практически не зависит от нагрузки. В квазирезонансном преобразователе КПД на холостом ходу тоже уменьшается, но из-за перехода инвертора в жесткий режим переключения. Поэтому по величине потерь оба варианта почти эквивалентны, однако по надежности, управляемости, простоте реализации и уровню электромагнитных помех резонансный преобразователь оказывается значительно эффективнее, чем ШИМ-ZVS. На рис. 12 показана диаграмма потерь в ключах при максимальной нагрузке для трех рассмотренных вариантов построения инверторов. Резонансный метод имеет несколько большие статические потери, чем ШИМ-ZVS. Они обусловлены большей величиной контурного тока, протекающего через транзисторы. В то же время оба метода позволяют снизить потери в ключах по сравнению с традиционным ШИМ почти на порядок.

Рис. 12.

Для реализации всех рассмотренных методов производятся стандартные контроллеры, обеспечивающие все необходимые функции управления.

Выходной выпрямитель

При разработке этой части схемы можно рассматривать два варианта: стандартный двухполупериодный выпрямитель на диодах Шоттки и синхронный выпрямитель на MOSFET с малым Rds on. В рассматриваемых вторичных источниках питания с относительно низкими выходными напряжениями (до 80 В) и большими токами определяющую роль играют статические потери. В таблице приведены типовые характеристики прямой проводимости современных диодов Шоттки и низковольтных MOSFET, а также максимальное выходное напряжение источника питания при использовании схемы выпрямления со средней точкой. На рис. 13 приведены зависимости прямых потерь в выпрямителях на диодах Шоттки и низковольтных MOSFET от тока нагрузки для различных выходных напряжений вторичных источников питания. Как следует из рисунка, при выходном напряжении 80 В выигрыш от применения синхронного выпрямления наблюдается при токе до 30 А, а при выходном напряжении до 16 В — более 100 А.

Рис. 13.

Таблица.

Реализация схем синхронного выпрямления зависит от типа инвертора. В случае инверторов ШИМ и ШИМ-ZVS достаточно обеспечить подачу импульсов управления на затворы транзисторов выпрямителя, по длительности и фазе синхронизированных с импульсами на затворах соответствующих транзисторов инвертора. Такой принцип реализован в стандартных контроллерах, совмещающих в себе ШИМ-ZVS и схему управления синхронным выпрямителем, например ISL6752 (Intersil).

Синхронное выпрямление в источниках питания с резонансным преобразователем реализуется несколько сложнее. Это связано с тем, что между моментами переключения транзисторов инвертора и синусоидальным выходным напряжением существует значительный фазовый сдвиг (рис. 11), который зависит от нагрузки (точнее, от частоты преобразования, которая изменяется при изменении нагрузки или при регулировке напряжения). Поэтому требуется синхронизировать схему выпрямления непосредственно от выходного напряжения вторичной обмотки силового трансформатора. Один из вариантов принципиальной схемы такого синхронного выпрямителя показан на рис. 14. Поскольку схема питается от собственного выхода, она может быть использована в источниках питания с выходным напряжением более 15 В, что обусловлено необходимостью обеспечения требуемого уровня сигнала на затворах силовых транзисторов VT4, VT5. Напряжения питания обеспечивают линейные стабилизаторы на элементах VT1, VD1, R1, C1 (+15 В) и микросхеме DA1 (+5 В). На компараторах DA2, DA3 выполнены формирователи сигналов управления ключами. Для устранения гистерезиса в момент перехода напряжения через ноль в качестве опорного используется сигнал, отличный от нуля. Он формируется цепью R4, VD6, VD7. Величина опорного напряжения должна быть ниже прямого падения на встроенных диодах транзисторов VT4, VT5, чтобы не допускать их отпирания. На транзисторах VT2, VT3 собрана схема блокировки, предотвращающая одновременное открывание силовых транзисторов. Управление затворами VT4, VT5 осуществляется с помощью драйверов DA4, DA5. В источниках питания с выходным напряжением 60 В и током 20 А схема обеспечивает снижение потерь почти в 4 раза по сравнению с выпрямителем на диодах Шоттки, при этом занимает на печатной плате менее 9 см2 (рис. 15, транзисторы VT4, VT5 расположены на другой стороне платы под схемой управления).

Рис. 14.

 

Рис. 15.

 

Результаты

У читателя возникает резонный вопрос: «Что же можно в итоге получить от схемотехнических «ухищрений», и на сколько возрастет стоимость конечного изделия?». Попробуем на него ответить.

Корректор коэффициента мощности

Как следует из рис. 6, оптимальным вариантом можно считать классическую схему с SiC-диодом Шоттки Zero Recovery (Cree). Во-первых, можно использовать стандартный контроллер с управлением по среднему току. Во-вторых, значительное снижение тепловой нагрузки на силовые компоненты повышает надежность ККМ, что особенно важно в необслуживаемой аппаратуре. Следовательно, увеличение стоимости в основном определяется SiC-диодом Шоттки. Например, если вместо 15ETH06 (IR, ~$1) использовать CSD10060A (Cree, ~$9), то разница в стоимости составит всего $8.

Преобразователь

Возможность использования стандартного контроллера с частотным управлением для реализации резонансного преобразователя позволяет утверждать, что его стоимость практически эквивалентна стоимости классического ШИМ, также выполненного на базе стандартного контроллера. Дополнительные компоненты формирующего контура компенсируются отсутствием элементов снабберных цепей. При этом радикальное снижение тепловой нагрузки и отсутствие стрессовых коммутационных переходных процессов значительно повышают надежность этого узла вторичного источника питания.

Выпрямитель

Выбор схемы выпрямления в первую очередь определяется выходными параметрами вторичных источников питания. Если при требуемых напряжении и токе возможен значительный выигрыш при использовании синхронного выпрямления (рис. 13), то следует отдать предпочтение ему.

Стоимость компонентов схемы, приведенной на рис. 14, составляет около $20, диода Шоттки — около $3, а соотношение потерь — 1:4.

Рис. 16.

В заключение приведем графики зависимости КПД от мощности вторичного источника питания с выходным напряжением 60 В (рис. 16), построенных с использованием различных схемотехнических решений (без учета потерь в силовом трансформаторе и дросселе ККМ). Как видно из рисунка, хорошая схемотехника дает выигрыш 7-10%, а это около 80 Вт тепла на 1 кВт полезной мощности. Воспользоваться им можно по-разному: уменьшить габариты, отказаться от принудительного охлаждения, снизить тепловую нагрузку на силовые приборы для увеличения надежности и т. п. Цена такого увеличения эффективности ничтожна по сравнению с преимуществами, которые оно дает.

3842 Схема блока питания

9zip.ru Радиотехника, электроника и схемы своими руками Схемы и печатные платы блоков питания на микросхемах UC3842 и UC3843

Микросхемы для построения импульсных блоков питания серии UC384x сравнимы по популярности со знаменитыми TL494. Они выпускаются в восьмивыводных корпусах, и печатные платы для таких БП получаются весьма компактными и односторонними. Схемотехника для них давно отлажена, все особенности известны. Поэтому данные микросхемы, наряду с TOPSwitch, могут быть рекомендованы к применению.

Итак, первая схема – БП мощностью 80Вт. Источник:

Собственно, схема – практически из даташита.

нажми, чтобы увеличить
Печатная плата довольно компактная.


Файл печатной платы: uc3842_pcb.lay6

В данной схеме автор решил не использовать вход усилителя ошибки из-за его высокого входного сопротивления, дабы избежать наводок. Вместо этого сигнал обратной связи заведён на компаратор. Диод Шоттки на 6-ом выводе микросхемы предотвращает возможные выбросы напряжения отрицательной полярности, которые могут быть в виду особенностей самой микросхемы. Для уменьшения индуктивных выбросов в трансформаторе, его первичная обмотка выполнена с секционированием и состоит из двух половин, разделённых вторичной. Межобмоточной изоляции должно быть уделено самое пристальное внимание. При использовании сердечника с зазором в центральном керне, внешние помехи должны быть минимальны. Токовый шунт сопротивлением 0,5 Ом с указанным на схеме транзистором 4N60 ограничивают мощность в районе 75Вт. В снаббере применены SMD-резисторы, которые включены параллельно-последовательно, т.к. на них выделяется ощутимая мощность в виде тепла. Данный снаббер можно заменить диодом и стабилитроном на 200 вольт (супрессором), но говорят, что при этом увеличится количество импульсных помех от блока питания. На печатной плате добавлено место под светодиод, что не отражено на схеме. Также следует добавить параллельно выходу нагрузочный резистор, т.к. на холостом ходу БП может вести себя непредсказуемо. Большинство выводных элементов на плате установлены вертикально. Питание микросхемы снимается на обратном ходе, поэтому при переделке блока в регулируемый, следует поменять фазировку обмотки питания микросхемы и пересчитать количество её витков, как для прямоходовой.

Следующие схема и печатная плата – из этого источника:

Размеры платы – чуть больше, но здесь сесть место под чуть более крупный сетевой электролит.


Схема практически аналогична предыдущей:


нажми, чтобы увеличить
На плате установлен подстроечный резистор для регулировки выходного напряжения. Аналогично, микросхема запитана от обмотки питания на обратном ходу, что может привести к проблемам при широком диапазоне регулировок выходного напряжения блока питания. Чтобы этого избежать, следует так же поменять фазировку этой обмотки и питать микросхему на прямом ходу.


Файл печатной платы: uc3843_pcb.dip

Микросхемы серии UC384x взаимозаменяемы, но перед заменой нужно свериться, как расчитывается частота для конкретной микросхемы (формулы отличаются) и каков максимальный коэффициент заполнения – отличаются вдвое.

Для расчёта обмоток трансформатора можно воспользоваться программой Flyback 8.1. Количество витков обмотки питания микросхемы на прямом ходу можно определить по соотношению витков и вольт.

Если кто-то будет делать источники питания по этим схемам или платам – просьба поделиться результатами.

Понравилась статья? Похвастайся друзьям:

Хочешь почитать ещё про схемы своими руками? Вот что наиболее популярно на этой неделе:
Регулируемый блок питания из блока питания компьютера ATX
Зарядное устройство на UC3842/UC3843 с регулировкой напряжения и тока
Практика переделки компьютерных блоков питания в регулируемые лабораторные
Робот Вертер одобряет.

Слава, г.Харьков 03 янв 2020 17:36
Гость 03 сен 2019 5:55
Ivan 22 авг 2018 8:52
Александр 21 авг 2018 18:50

у меня такой заводской блок питания вышел из строя, я перегрузил его (убило MOSFET FQPF12N60C, резистор R1 0,15 Ом +-1%, токосъемный резистор R5 1кОм , диод на ноге 6 микросхемы 3843B вместе с ней, и сам резистор R4 33 Ом

все заменил , запустил схему , нагрузку не держит, греется MOSFET 12N60, ставил и выше 14. бестолку , 19V ? нагрузку делаю 0,7 А и все полевик вылетает

PS уже се проверил , кроме транс, нужен осциллограф , не могу понять причину

может причина в R1 ? на всех схемах он от 0,22 до 0,5 Ом
на моей же 0,15 Ом

при этом ставил другие Полевики с меньшим вн.сопротивлением 0,65, 0,55 . греется и убивается , мммда

есть у кого свежие идеи по моей проблеме ?

виктор 24 янв 2018 23:45

Дальше в разделе радиотехника, электроника и схемы своими руками: Схемы и печатные платы блоков питания на TOPSwitch TOP221-TOP227, здесь собраны схемы и чертежи печатных плат импульсных обратноходовых источников питания мощностью до 150вт с применением микросхем topswitch top221-top227.

Главная 9zip.ru База знаний радиолюбителя Контакты

Девять кучек хлама:

Дайджест
радиосхем

Новые схемы интернета – в одном месте!


Новые видео:

Всем здрасьте!
Хочу поведать о своем опыте переделки компьютерного БП ATX в лабораторный БП с регулировкой напряжения и тока.

Подобных переделок в сети полно, но обычно все переделывают схемы на базе ШИМ TL494 и её клонов (KA7500, AZ7500BP и т.д.), я же хочу поведать о переделке блока на базе ШИМ GM3843 (UC3843).
В первую очередь хочу сказать спасибо Андрею 2350 за его замечательную статью про переделку блока. Я то же пытался сделать блок на TL494, но так и не смог полностью победить возбуд на некоторых крайних режимах. В какой-то момент я просто утомился и решил пойти своим путем. Так же хочу сказать спасибо Старичку за схему БП, в которой я увидел простое и логичное решения для схемы регулирования. К сожалению я не сразу узнал кто ее автор, а надо было бы.
Некоторое время назад я делал себе зарядное устройство для гаража из блока на GM3843, но там минимальные переделки по самому блоку для увеличения выходного напряжения до 14.4В, и линейный стабилизатор тока на операционнике и мощном мосфете. Мне очень понравился конструктив блока, схема уверенно питала мощный компрессор от блокировки дифференциала током 25А при напряжении 14.4В (это 360Вт если что) при номинальной мощности блока в 350Вт, при этом надо учитывать что пусковой ток компрессора еще больше! Все остальные блоки, в том числе и на 600Вт, стабильно при этом уходили в защиту.
В принципе, таким образом можно переделать фактически любой БП, где в обратной связи силовой части стоит оптопара.
Под переделку мне попала плата от блока POWERMAN мощностью 250Вт, от 350Вт отличается только размером трансформатора, конструктивом снаббера, емкостью электролитов по входу и максимальным током силового мосфета. В блоке 250Вт стоит W9NK90Z (8 А), а в 350 Вт W12NK90Z (11 А).
Вот подправленная схема такого БП:

Схема имеет прямоходовую топологию. Избавляемся от 5-ти вольтовой цепи, убираем супервизор W7510, отключаем схему питания вентилятора, меняем выходные емкости на более высоковольтные, а в обратной связи PC2 собираем такую схемку:

После включения питания должна заработать только дежурка. Проверяем на ней 5 В, затем замыкаем вывод 2 PC1 на землю, должна запуститься силовая часть. Теперь испытываем блок на его возможности. Мой выдал на холостую максимум 40В, не забудьте про конденсаторы на выходе, их предельное напряжение должно быть с запасом. 27.09.2017 как выяснилось от 5 В не работает нормально, так что 12 В необходимо), но для вентилятора этого мало, так что пришлось переделывать дежурку на 12 В. К сожалению просто переделать обвязку U5 (TL431) не получилось, так как в таком случае выросло напряжение на обмотке питающей U4 и U1. Сначала я увеличил сопротивление резистора R43 до 46 Ом, но силовая часть отказывалась запускаться одновременно с дежуркой, видимо GM3843 довольно прожорлива и просаживает питание не дав толком запуститься дежурке. Если сначала запустить дежурку, а потом силовую часть замыканием 2 ноги PC1 на землю, то все работает нормально. Я решил не вносить изменений в работу этой цепи и пошел по сложному пути, просто перемотал транс T2, его выходная обмотка содержала 9 витков, а теперь содержит 22 витка. Здесь сложность оказалась в том что транс намотан вперемешку слоями и нужная вторичка оказалась в глубине. После перемотки транса схема все равно отказалась запускаться, пришлось сделать отдельный выключатель для запуска силовой части. 27.09.2017 Есть более простой способ. На алиэкспрессе заказываем копеечную платку повышающего преобразователя с 5 В на 12 В, тогда дежурку вообще трогать не надо).
Схема управления представляет собой всего два компаратора, собрана на одной плате с переменными резисторами. В качестве токового датчика использовал шунт на 50 А сопротивлением 0.0015 Ом. Минус всей платы управления берем прям со входа шунта, чтобы исключить влияние проводов. Схема довольно примитивна и не должна вызвать сложностей в понимании. Отдельно хочу сказать про мое больное место — цепи коррекции. По напряжению все гладко, R5 и C1 взятые от фонаря подошли идеально, а вот с током пришлось повозиться и даже сжечь один комплект силовой части (как правило горит Q2, U1, R17 и предохранитель). В результате появился C5 и R11. Можно обойтись без R11 увеличив емкость C5 до 1 мкФ.

Теперь о деталях. Операционники в схеме регулирования LM358, в качестве выходного диода у меня стоят 2 сборки MBR20100CT параллельно (на плате было место под вторую сборку), вроде работают нормально, но лучше поставить на 150 В или даже на 200 В, например VS-60CTQ150, поскольку обратные выбросы достигают 150 В. Электролитические конденсаторы лучше с низким эквивалентным сопротивлением, так называемые low ESR. К сожалению их выбор на 35 В не велик, можно поставить несколько в параллель EEUFR1V182L (1800 мкФ, 35 В). Дроссель намотан на кольце групповой фильтрации от какого-то мощного БП ATX, содержит 30 витков сложенного вдвое провода ПЭТВ-2 1.5мм. Переменные резисторы СП5-35А весьма хитрой конструкции, благодаря им нет необходимости ставить дополнительный резистор для точной установки тока и напряжения. На выходе блока параллельно клеммам стоит керамический конденсатор на 50 мкФ, он состоит из 5 СМД конденсаторов по 10 мкФ запаянных в параллель на небольшой платке прямо под гайками клемм.
Индикация выполнена на сдвоенном модуле, заказанном на алиэкспрессе. Поскольку модуль был расчитан максимум на 10 А, пришлось добавить делитель и замазать точку. Как перенести точку на соседний индикатор я не знаю, там динамическая индикация и нужно менять прошивку. При указанных номиналах резисторов R4, R3, R6, R7 максимальное напряжение составит 30 В, а ток 30 А. Ограничение по мощности блока можно выставить резистором R2. При наладке рекомендую поставить туда 0.2 — 0.3 Ом.
Собственно все. На данный момент блок нормально вытягивает до 300 Вт, переход с режима стабилизации напряжения в режим стабилизации тока происходит без срыва генерации, возбудов в любых режимах нет, и самое главное, в режиме КЗ полная тишина и на осцилографе красивая картинка, просто мячта! На TL494 такого добиться мне не удавалось.
На холостом ходу нагрузкой для блока является линейный стабилизатор LM317 включенный по схеме источника тока. От резистора пришлось отказаться т.к. при большом выходном напряжении он будет греться как паровоз, а LM317 я поставил на радиатор вместо одного из диодов шоттки, выпаянных из схемы. При большом напряжении ЛМ-ка начинала возбуждаться, поэтому я зашунтировал ее керамикой.

Схема представляет собой классический обратноходовый БП на базе ШИМ UC3842. Поскольку схема базовая, выходные параметры БП могут быть легко пересчитаны на необходимые. В качестве примера для рассмотрения выбран БП для ноутбука с питанием 20В 3А. При необходимости можно получить несколько напряжений, независимых или связанных.

Выходная мощность на открытом воздухе 60Вт (длительно). Зависит главным образом от параметров силового трансформатора. При их изменении можно получить выходную мощность до 100Вт в данном типоразмере сердечника. Рабочая частота блока выбрана 29кГц и может быть перестроена конденсатором С1. Блок питания рассчитан на неизменяющуюся или мало меняющуюся нагрузку, отсюда отсутствие стабилизации выходного напряжения, хотя оно стабильно при колебаниях сети 190. 240вольт. БП работает без нагрузки, есть настраиваемая защита от к/з. КПД блока – 87%. Внешнего управления нет, но можно ввести с помощью оптопары или реле.

Силовой трансформатор (каркас с сердечником), выходной дроссель и дроссель по сети заимствованы с компьютерного БП. Первичная обмотка силового трансформатора содержит 60витков, обмотка на питание микросхемы – 10витков. Обе обмотки наматываются виток к витку проводом 0,5мм с одинарной межслойной изоляцией из фторопластовой ленты. Первичная и вторичная обмотки разделяются несколькими слоями изоляции. Вторичная обмотка пересчитывается из расчета 1,5вольта на виток. К примеру, 15вольтовая обмотка будет 10витков, 30вольтовая – 20 и т.д. Поскольку напряжение одного витка достаточно велико, при малых выходных напряжениях потребуется точная подстройка резистором R3 в пределах 15. 30кОм.

Настройка
При необходимости получить несколько напряжений можно воспользоваться схемами (1), (2) или (3). Числа витков считаются отдельно для каждой обмотки в (1), (3), а (2) – иначе. Поскольку вторая обмотка является продолжением первой, то число витков второй обмотки определяется как W2=(U2-U1)/1.5, где 1.5 – напряжение одного витка. Резистор R7 определяет порог ограничения выходного тока БП, а также максимальный ток стока силового транзистора. Рекомендуется выбирать максимальный ток стока не более 1/3 паспортного на данный транзистор. Ток можно высчитать по формуле I(Ампер)=1/R7(Ом).

Сборка
Силовой транзистор и выпрямительный диод во вторичной цепи устанавливаются на радиаторы. Их площадь не приводится, т.к. для каждого варианта исполнения (в корпусе, без корпуса, высокое выходное напряжение, низкое, и.т.д.) площадь будет отличаться. Необходимую площадь радиатора можно установить экспериментально, по температуре радиатора во время работы. Фланцы деталей не должны нагреваться выше 70градусов. Силовой транзистор устанавливается через изолирующую прокладку, диод – без неё.

ВНИМАНИЕ!
Соблюдайте указанные значения напряжений конденсаторов и мощностей резисторов, а также фазировку обмоток трансформатора. При неверной фазировке блок питания заведется, но мощности не отдаст.
Не касайтесь стока (фланца) силового транзистора при работающем БП! На стоке присутствует выброс напряжения до 500вольт.

Замена элементов
Вместо 3N80 можно применить BUZ90, IRFBC40 и другие. Диод D3 – КД636, КД213, BYV28 на напряжение не менее 3Uвых и на соответствующий ток.

Запуск
Блок заводится через 2-3 секунды после подачи сетевого напряжения. Для защиты от выгорания элементов при неверном монтаже первый запуск БП производится через мощный резистор 100 Ом 50Вт, включенный перед сетевым выпрямителем. Также желательно перед первым запуском заменить сглаживающий конденсатор после моста на меньшую емкость (около 10. 22мкФ 400В). Блок включают на несколько секунд, потом выключают и оценивают нагрев силовых элементов. Далее время работы постепенно увеличивают, и в случае удачных запусков блок включается напрямую без резистора со штатным конденсатором.

Ну и последнее.
Описываемый БП собран в корпусе МастерКит BOX G-010. В нем держит нагрузку 40Вт, на большей мощности необходимо позаботиться о дополнительном охлаждении. В случае выхода БП из строя вылетает Q1, R7, 3842, R6, могут погореть C3 и R5.

Выбор полевых транзисторов STMicroelectronics

Введение

Основные параметры электронных преобразовательных схем определяются характеристиками применяемых ключевых полупроводниковых элементов. В преобразователях силовой электроники в качестве ключевых элементов широко используются полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET) (рис. 1). Основными преимуществами MOSFET по сравнению с другими ключевыми элементами являются высокое быстродействие и низкая потребляемая мощность в цепи управления.

Рис. 1. Области применения MOSFET в силовой электронике

MOSFET производят многие ведущие компании мира, в том числе компания STMicroelectronics (STM), которфая длительное время является одним из лидеров мировой полупроводниковой промышленности. Ведущее место этой компании обусловлено постоянным совершенствованием технического уровня выпускаемой продукции, разработкой новых технологий производства полупроводниковых компонентов и непрерывным расширением продуктовых линеек. На сегодня STMicroelectronics является компанией, производящей одно из самых эффективных высоковольтных семейств MOSFET в мире.

Рис. 2. Развитие технологии STripFET компании STMicroelectronics

Семейства низковольтных транзисторов STM имеют общее название STripFET и отличаются индексом, который соответствует порядковому номеру поколения технологии (рис. 2) [1]. Технология STripFET III была представлена в 2005 г., структура транзистора приведена на рис. 3а. Транзисторы STripFET V появились в 2008 г. У них было снижено сопротивление слоя металла благодаря увеличению его толщины, улучшена структура затвора, использован вертикальный контакт μ-trench, что привело к снижению сопротивления канала и уменьшению полного заряда затвора. В этом же году начали производиться транзисторы серии F4, выполненные по технологии STripFET DeepGATE. В последующем эта технология была усовершенствована до STripFET VI DeepGATE с затвором в виде канавки (Trench MOSFET), структура которого приведена на рис. 3б. Данная технология за счет исключения паразитного сопротивления RJFET позволяет значительно снизить сопротивление канала и повысить плотность структуры кристалла. Однако в применениях с большой индуктивной нагрузкой по-прежнему используют транзисторы пятого поколения, выдерживающие большие энергии лавинного пробоя.

Рис. 3. Структура транзисторов STripFET:
а) планарная,
б) DeepGATE

Высоковольтные транзисторы STM представлены серией MDmesh [3]. Эта серия в настоящее время насчитывает четыре поколения транзисторов (рис. 4), и уже анонсировано пятое поколение. Концепция MDmesh основана на использовании глубоких р-областей под базой транзистора (рис. 5). За счет увеличения площади р-n-перехода можно снизить сопротивление эпитаксиального слоя без уменьшения пробивного напряжения. Таким образом, преодолевается противоречие между сопротивлением канала и пробивным напряжением. Концепция MDmesh в настоящее время используется многими ведущими компаниями и известна под названиями CoolMos (Infineon), DTMOS (Toshiba), SuperFet и SupreMos (Fairchild), Gen9 (Vishay) и пр. Компания «Микроника» тоже в их числе и реализует эту концепцию с использованием глубокой канавки, заполненной поликремнием, легированным бором в процессе роста, а также производит обычные планарные высоковольтные транзисторы для специального применения [2].

Рис. 4. Развитие технологии MDmesh

Рис. 5. Структура транзистора MDmesh

Одно из основных применений MOSFET нашли в импульсных источниках питания (Switched Mode Power Supply, SMPS) [4], в LED-драйверах [5], в которых используются как высоковольтные, так и низковольтные транзисторы в ключевом режиме. Типовой импульсный источник питания (рис. 6) состоит из предварительного AC/DC-преобразователя входного переменного тока с корректором мощности, на выходе которого формируется высокое напряжение, как правило, 400 В. Поэтому AC/DC-преобразователь содержит высоковольтные MOSFET. Далее DC/DC-преобразователь понижает высокое напряжение до необходимого уровня. Затем конечный DC/DC-преобразователь формирует выходные напряжения 1,2-12 В, необходимые большинству современных электронных приборов. Данный преобразователь требует наличия низковольтных MOSFET.

Рис. 6. Блок-схема системы питания с различными входными напряжениями конечных DC/DC-преобразователей

Многие применения требуют наличия различных режимов работы: режим низкой рассеиваемой мощности (резервный или «спящий») и нормальный режим, обеспечивающий максимальную эффективность работы. Некоторые применения требуют наличия одного выходного напряжения, другим нужны несколько. При выборе типа применяемого источника питания (ИП) важным параметром является выходная мощность. С целью обеспечения оптимальности показателя цена/качество для различных применений в зависимости от выходной мощности разработаны различные типы преобразователей напряжения.

Правильный и оптимальный выбор MOSFET, учет особенностей их применения обеспечивает сокращение сроков разработки и достижение необходимых параметров преобразователей напряжения.

В данной работе предлагается методика выбора высоковольтных MOSFET компании STMicroelectronics для импульсных ИП.

 

Параметры MOSFET

Основные параметры MOSFET, которые определяют характеристики проектируемого импульсного ИП и выбору которых необходимо уделять основное внимание, показаны в таблице 1. Выбор необходимого уровня этих параметров определяется функциональным назначением прибора, входными/выходными напряжениями и токами, частотой работы, выходной мощностью, необходимостью обеспечения как максимально допустимой мощности рассеяния, так и минимальных потерь MOSFET на проводимость и переключение. Различие в выходной мощности преобразователей, требование наличия баланса между рассеянием и потерями мощности обуславливают различные требования для корпусов.

Таблица 1. Основные параметры MOSFET
Параметр Обозначение
Статические параметры
Максимальное напряжение «сток-исток» V(BR)DSS
Максимальный постоянный ток стока ID
Максимальное напряжение на затворе VGS
Сопротивление «сток-исток» в открытом режиме RDS(ON)
Параметры переключения
Задержка включения td(on)
Время нарастания сигнала tr
Задержка выключения td(off)
Время спада tf
Динамические параметры
Суммарный заряд затвора QG
Входная емкость CISS
Входное сопротивление затвора RG
Проходная емкость (емкость Миллера) CRSS
Тепловые параметры
Максимальная температура перехода TJ(MAX)
Тепловое сопротивление «переход-корпус» RTH_JC

Далее будут рассмотрены вопросы, касающиеся выбора типа корпуса, параметров высоковольтных MOSFET для предварительных AC/DC-преобразователей и выбора параметров низковольтных MOSFET для конечных DC/DC-преобразователей.

Выбор типа корпуса

Выбор типа корпуса для MOSFET главным образом определяется следующими показателями: рассеиваемой мощностью, расстоянием между выводами, размером, стоимостью [6].

Рассеяние мощности, охлаждение

Тип корпуса MOSFET для использования в конкретном применении выбирают исходя из требуемой мощности рассеяния. Мощные корпуса Т0-220 и особенно ТО-247 со встроенным радиатором и форсированным отводом могут рассеивать большое количество тепла — 1,5 и 2,0 Вт соответственно — без внешних радиаторов. Однако в импульсных ИП современных электронных устройств, где большое значение имеет занимаемый объем, в основном применяются корпуса для поверхностного монтажа (SMD). В таблице 2 показаны тепловые параметры основных типов SMD-корпусов компании ST.

Таблица 2. Тепловые параметры основных типов корпусов SMD компании STM
Корпус Площадь монтажа, мм2 Мин. рекомендуемая площадь теплоотвода на плате, мм2 TJMAX, °C TTHJ-PCB*, °C/Bт TTHJ-PCB**, C/Bт PD, Вт
D2PAK 210 120 175 34,0 42,0 4,4
Power S0-10 140 60 175 35,0 50,0 4,3
DPAK 80 45 175 50,0 62,0 3,0
PowerFLAT 5×5 25 15 150 31,2 60,0 4,0
PowerFLAT 6×5 30 23 150 31,2 60,0 4,0
SOT-223 50 15 150 38,0 56,6 3,3
PowerSO-8 30 23 150 42,0 56,6 3,0
SO-8 30 23 150 50,0 100 2,5
TSS0P8 20 15 150 83,5 100 1,5

Примечания:
* — с использованием теплоотвода на плате площадью 600 мм2;
** — с использованием теплоотвода на плате минимальной рекомендуемой площади.

Расстояние между выводами корпуса

Расстояние между выводами должно соответствовать напряжению, используемому в данном применении.

Размер, объем корпуса

Размеры корпуса MOSFET также могут определяться параметрами (размер/объем/высота) корпуса источника питания. Например, в адаптерах для ноутбуков используются корпуса DPAK или D2PAK для обеспечения минимальной высоты.

Стоимость

Как правило, меньший корпус дешевле, чем корпус большего размера. Также технология поверхностного монтажа более эффективна по стоимости при производстве плат ИП. Полностью изолированный корпус транзистора позволяет снизить стоимость сборки тепловых радиаторов, так как исключает необходимость размещения изоляционной прокладки между корпусом транзистора и радиатором.

 

Выбор параметров высоковольтных MOSFET

Выбор величины пробивного напряжения

При выборе уровня пробивного напряжения необходимо учитывать следующие факторы:

  • Лавинное напряжение пробоя BVDSS, которое всегда несколько выше максимального — допустимого напряжения «сток-исток» VDS, т. е. существует некоторый запас. Температурные зависимости пробивного напряжения транзистора BVDSS, как правило, приведены в спецификациях. На рис. 7a, б приведены температурные зависимости пробивного напряжения для 600-В MOSFET ST STB10NK60Z и STE70NM60. По этим зависимостям можно определить пробивное напряжение транзистора при рабочих температурах перехода +100…+120 °С. Обычно эта величина на 4-7% выше пробивного напряжения при комнатной температуре. Однако следует отметить, что если прибор будет использоваться в аппаратуре при отрицательных температурах, то необходимо, чтобы пробивное напряжение транзистора на этих температурах было выше, чем максимальное напряжение на стоке, для предотвращения лавинного пробоя транзистора в момент включения аппаратуры.
  • Минимальное пробивное напряжение V(BR)DSS, указанное в спецификации на транзистор для комнатной температуры и имеющее такой же положительный температурный коэффициент, как и BVDSS.
  • Уровень выбросов напряжения (spike), обусловленный наличием индуктивностей и паразитных емкостей в плате применения. Уровень выбросов напряжения не должен превышать 70-90% от минимального пробивного напряжения V(BR)DSS.

Рис. 7. Зависимости нормализованного пробивного напряжения от температуры:
а) для транзистора STB10NK60Z;
б) для транзистора STE70NM60

Выбор рабочей температуры перехода

Рабочая температура перехода не должна достигать максимальной рабочей температуры, определенной в спецификации, но для обеспечения запаса по надежности рабочая температура должна быть ниже максимальной. Снижение рабочей температуры на 20-30 °С может приводить к увеличению среднего времени наработки до отказа на порядок. С другой стороны, сопротивление транзистора в открытом состоянии RDS(ON) повышается с ростом температуры перехода, что ведет к потерям проводимости. По этим причинам рекомендуется рабочая температура перехода, составляющая 55-65% от максимально допустимой.

Выбор уровня тока

В большинстве применений MOSFET не подвергается воздействию максимального тока по той причине, что для снижения потерь мощности на проводимость выбирают транзистор с низким сопротивлением, у которого максимальный ток выше, чем необходимо. Тем не менее требуется проверить область надежной работы (Safe Operating Area, SOA) выбранного MOSFET на предмет соответствия уровней необходимых тока и напряжения области устойчивой работы транзистора (рис. 8а).

Рис. 8. Транзистор STB10NK60Z:
а) SOA;
б) зависимость тока стока от напряжения затвора при напряжении на стоке 25 В

Далее следует проанализировать передаточную характеристику транзистора (рис. 8б), чтобы убедиться в том, что напряжение на затворе транзистора достаточно для его полного открытия, т. е. транзистор должен быть способен пропустить максимальный импульсный ток в схеме применения во всех режимах работы конечного устройства. Особенно в режимах различной защиты или короткого замыкания на выходе устройства, когда питающее напряжение схемы управления, а соответственно и напряжение на затворе транзистора, может уменьшаться. Если транзистор не удовлетворяет этому требованию, необходимо выбрать другой транзистор с более высоким уровнем тока.

Выбор уровня сопротивления в открытом состоянии R

DS(ON) и динамических параметров

Выбор правильного уровня RDS(ON) — одна из самых главных задач в разработке схемы применения. Граница по RDS(ON) определяется максимально допустимой мощностью рассеяния для конкретного применения и максимальной температурой перехода MOSFET. Потери мощности MOSFET разделяются на потери проводимости и потери на переключение.

Потери проводимости легко вычисляются, исходя из значений сопротивления RDS(ON) и величины тока стока. Некоторая проблема может возникнуть при расчете потерь на переключение. Эти потери определяются как характеристиками самого MOSFET, так и конструкцией платы. В частности, такими характеристиками, как динамические параметры транзистора, нелинейной выходной емкостью «исток-сток», суммарным сопротивлением затвора транзистора, паразитными емкостями и индуктивностями платы применения. В связи с этим выбор MOSFET по сопротивлению — это сложный процесс, который может потребовать несколько итераций. Входными данными этого процесса являются выходная мощность, форма импульса тока, конструкция платы применения. Также должна быть известна рабочая частота переключения транзистора, которая соответствует другим параметрам, таким как электромагнитные шумы или магнитные потери, но не связана с потерями мощности MOSFET; должна быть выбрана конструкция радиатора, для которого известно тепловое сопротивление RTH_CA.

Одним из наиболее корректных и практичных путей определения оптимального уровня сопротивления в сочетании с определенными динамическими параметрами MOSFET является оценка общей мощности потерь по измерению рабочей температуры перехода в тестовой плате применения. Конечно, такие измерения соответствуют только данному применению, и для каждого применения необходима соответствующая плата, так как паразитные параметры различны для разных применений. Сутью данного метода является предварительный выбор транзистора по расчетной максимально допустимой мощности рассеяния с учетом используемых условий применения (температур перехода и окружающей среды; конструкции радиатора) с последующей оценкой реальной общей мощности потерь.

Алгоритм определения оптимального уровня сопротивления RDS(ON) следующий:

  1. Вычисление максимальной мощности рассеяния для данной конструкции радиатора и рабочей температуры перехода по формуле:

    где Tjmax — максимальная температура перехода, ТА — температура окружающей среды, RTH_JC — тепловое сопротивление «переход-корпус», RTH_CA — тепловое сопротивление «корпус-окружающая среда».

    Так как тип MOSFET еще не выбран, для расчета необходимо определить некоторое желаемое значение RTH_JC

  2. Вычисление необходимого RDS(ON), удовлетворяющего максимальной мощности рассеяния, проводится для конкретной формы импульса тока. Для первого приближения учитываются только потери проводимости, так как на данном этапе еще неизвестен тип транзистора, а потери на переключение зависят от его конкретного типа. Важно проводить вычисления сначала для рабочей температуры перехода, а потом провести ее пересчет для комнатной.

    Для дискретного режима проводимости (рис. 9а) потери составляют:

    где D = ton × f, f — частота работы преобразователя.

    Для постоянного режима проводимости (рис. 9б) потери составляют:

    Рис. 9. Форма сигнала:
    а) для дискретного режима проводимости;
    б) для постоянного режима проводимости

    Исходя из приведенных формул потерь можно определить необходимое значение RDS(ON) для рабочей температуры и затем для +25 °С.

    Например, при дискретном режиме проводимости для рабочей температуры RDS(ON) определяется следующим образом:

    где Pcond = Ptot и для +25 °С:

    где α — это температурный фактор для данного типа транзисторов.

  3. Выбор типа транзистора, удовлетворяющего рассчитанному сопротивлению, по данным RDS(ON) из спецификаций на транзисторы компании STMicroelectronics.
  4. Транзисторы со сходным уровнем сопротивления могут иметь различный уровень динамики: различные времена нарастания и спада сигнала. При первичном выборе важно обратить внимание, что частотные свойства транзистора должны соответствовать частоте работы источника напряжения и иметь при этом некоторый запас в 15-20%. Первичную оценку необходимой частоты транзистора можно сделать по следующему соотношению:

    то есть максимальное значение каждого из четырех параметров переключения должно быть меньше, чем четверть периода работы преобразователя.

  5. Далее проводится оценка общей мощности потерь для выбранного транзистора путем имитации работы данного блока источника на тестовой плате с контролем рабочей температуры перехода. Если измеренная температура не выше той, что использована в расчете максимальной мощности рассеяния, то выбранный тип MOSFET удовлетворяет требованиям.

    При необходимости можно провести оптимизацию по размеру транзистора, проверив на соответствие требованиям MOSFET с более высоким сопротивлением, что соответствует меньшему размеру и меньшей стоимости.

  6. Если измеренная температура выше, то необходимо выбрать транзистор либо с более низким сопротивлением, либо в зависимости от соотношения стоимостей с лучшими динамическими параметрами, и проверить на соответствие требованиям. Либо для более эффективного охлаждения можно поменять радиатор теплоотвода на более мощный.

    Правильный тип MOSFET найден, когда следующий транзистор с более высоким RDS(ON) не удовлетворит требованиям по температуре перехода.

 

Выбор параметров низковольтных MOSFET

Низковольтные MOSFET составляют основу DC/DC-преобразователей, формирующих конечные выходные напряжения. Это накладывает свою специфику на выбор MOSFET для таких применений.

Типовая схема DC/DC-преобразователя показана на рис. 10 [7]. В этой схеме основным является транзистор верхнего ключа SW1 (high side MOSFET), а транзистор нижнего ключа SW2 (low side MOSFET) является синхронизирующим. Наличие транзистора нижнего ключа значительно снижает потери энергии в DC/DC-преобразователе. При этом основные режимы работы транзисторов различны, поэтому различны и параметры, определяющие выбор необходимого транзистора.

Рис. 10. Типовая схема синхронного DC/DC-преобразователя

Выбор параметров MOSFET верхнего ключа

Транзистор верхнего ключа работает главным образом в режиме переключения, поэтому для него наиболее важны динамические параметры: низкий заряд затвора, низкие внутренние емкости и, соответственно, малые времена переключения. Хорошие динамические параметры обеспечивают высокую скорость переключения, малые динамические потери и в итоге высокую эффективность преобразователя в целом. При этом уменьшение значения такого важного параметра, как сопротивление RDS(ON), не является определяющим для повышения эффективности. Поэтому сопротивление MOSFET верхнего ключа может быть достаточно высоким для оптимизации цены и размера.

Потери энергии на переключение определяются выражением:

где VIN — входное напряжение, IOUT — выходной ток, QG — заряд затвора, fSW—частота преобразователя и IGATE ток затвора.

В выражении (7) только заряд затвора QG является параметром непосредственно MOSFET. Оценку влияния заряда затвора QG и сопротивления RDS(ON) транзистора верхнего ключа на эффективность DC/DC-преобразователя можно сделать исходя из анализа таблицы 3 и рис. 11, где в качестве примера приведены значения параметров QG и RDS(ON) MOSFET верхних ключей и соответствующие им кривые эффективности. Из представленных данных видно, что лучшую эффективность имеет транзистор SW12 с минимальным значением QG, несмотря на то, что у этого транзистора значение RDS(ON) не наименьшее.

Рис. 11. Зависимость эффективности DC/DC-преобразователя с параметрами MOSFET верхнего ключа согласно таблице 3 от величины выходного тока для частоты fSW=300 кГц (Vout = 1,25 В]

При повышении частоты работы преобразователя его эффективность снижается из-за повышения в целом потерь на переключение, но важность обеспечения высокой скорости переключения повышается, как это видно на рис. 12.

Рис. 12. Зависимость эффективности DC/DC-преобразователя с параметрами MOSFET верхнего ключа согласно таблице 3 от величины выходного тока для частоты fSW = 440 кГц (Vout = 1,25 В]

Таблица 3. Значения QG и RDS(ON) MOSFET верхних ключей SW1 DC/DC-преобразователя
Транзистор V(BR)DSS, В RDS(ON), mOm QG,SW, нКл
SW 11 30 9,2 6,85
SW 12 7,3 4,65
SW 13 7,6 9,25
SW 14 7,0 7

Также необходимо отметить важность оптимального выбора сопротивления согласующего резистора RG EXT между драйвером и MOSFET верхнего ключа. Значение этого сопротивления является компромиссным для обеспечения высокой скорости переключения и эффективности (низкое RG EXT) и обеспечения устойчивого переключения и минимизации уровня выброса (phase node spike) выходного напряжения (высокое RG EXT), который определяется энергией, запасенной в паразитных индуктивностях во время выключения верхнего транзистора и наблюдается при его включении (рис. 13, 14). Выбор входного сопротивления проводится при анализе работы преобразователя на тестовой плате путем сравнения скорости переключения, эффективности, уровня выброса напряжения.

Рис. 13. Процесс возникновения выброса выходного напряжения:
а) при выключении верхнего транзистора паразитные индуктивности заряжаются;
б) при его включении разряжаются

Рис. 14. Выброс выходного напряжения на стоке MOSFET нижнего ключа при включении MOSFET верхнего ключа

Выбор параметров MOSFET нижнего ключа

Так как MOSFET нижнего ключа большую часть времени является открытым, то потери проводимости, определяемые величиной сопротивления RDS(ON), вносят основной вклад в рассеяние мощности. Для снижения величины сопротивления в зависимости от необходимого уровня выходного тока можно использовать один или несколько транзисторов нижнего ключа.

Для нижнего ключа потери проводимости определяются как

Параметр D для современных конвертеров очень низкий (0,1-0,2%), и потери проводимости определяются главным образом сопротивлением. Поэтому минимизация RDS(ON) является критической для оптимальной работы MOSFET нижнего ключа. Как и в случае MOSFET верхнего ключа, в качестве примера в таблице 4 приведены значения параметров двух MOSFET нижнего ключа и соответствующие им кривые эффективности на рис. 15 при использовании для обоих случаев одного и того же транзистора верхнего ключа SW11. Отметим, что транзистор SW21 соответствует критерию для транзистора верхнего ключа: низкое значение заряда затвора. Как видно на рис. 15, для малых выходных токов, когда значительный вклад дают потери на переключение и управление затвора, эффективность транзистора SW21 несколько выше благодаря низкому QG. Однако для средних и больших токов выше эффективность уже транзистора SW22 — благодаря низкому значению RDS(ON).

Рис. 15. Зависимость эффективности преобразователя с параметрами MOSFET нижнего ключа согласно таблице 4 от величины выходного тока (Vout = 1,25 В]

Таблица 4. Значения QG и RDS(ON)MOSFET нижних ключей SW2 DC/DC-преобразователя
Транзистор V(BR)DSS, В RDS(ON), mOm QG,SW, нКл
SW11 25 13 8,5
SW21 30 6 15
SW22 25 5,2 18

Еще одним критическим параметром, определяющим поведение MOSFET нижнего ключа, является переходная емкость Миллера CGD. Выше уже упоминался выброс напряжения при включении MOSFET верхнего ключа. Для уменьшения величины выброса необходимо также снижать скорость переключения MOSFET нижнего ключа. Это можно достичь путем увеличения емкости Миллера. На рис. 16 а, б приведены характеристики сигналов на обоих транзисторах для двух разных значений CGD и показано, что увеличение емкости CGD с 190 до 315 пФ уменьшает уровень выброса напряжения с 30,7 до 18,8 В.

Рис. 16. Осциллограмма переключения транзисторов верхнего и нижнего ключей:
а) для CGD 190 пФ уровень выброса напряжения Vphase 30,7 В;
б) для CGD 315 пФ уровень выброса напряжения Vphase 18,8 В

С другой стороны, слишком высокое значение CGD приводит к значительному росту заряда затвора и, соответственно, росту потерь на переключение и управление. Это необходимо учитывать для высокочастотных применений или когда используется несколько MOSFET нижнего ключа.

Примером выбора низковольтных транзисторов верхнего и нижнего ключей для DC/DC-преобразователей являются ST транзисторы широко распространенной 30-В серии в корпусе DPAK — STD60N3LH5 и STD95N3LLH6 соответственно (табл. 5).

Таблица 5. Сравнительные параметры транзисторов STMicroelectronics
Типономинал V(BR)DSS, B RDS(ON) MAX, (VGS = 10 В), В ID MAX, A PD MAX, Вт QG TYP, нКл
STD40NF03L 30 0,011 40 55 35
STD40NF3LL 0,011 40 80 40
STD60N3LH5 0,008 48 60 8,8
STD65N3LLH5 0,0069 65 50 8
STD75N3LLH6 0,008 75 60 17
STD85N3LH5 0,065 80 70 14
STD86N3LH5 0,005 80 70 14
STD95N3LLH6 0,042 80 70 20

Видно, что транзистор STD60N3LH5 имеет практически минимальное QG, а транзистор STD95N3LLH6 — минимальное RDS(ON).

Также из спецификаций на данные транзисторы следует, что STD95N3LLH6 имеет значительную емкость Миллера 280 пФ против 32 пФ у STD60N3LH5. Следовательно, в качестве транзистора верхнего ключа целесообразно использовать MOSFET STD60N3LH5, а в качестве транзистора нижнего ключа — STD95N3LLH6.

 

Заключение

Описанные в данной статье критерии и особенности выбора как высоковольтных, так и низковольтных MOSFET компании STMicroelectronics с учетом особенностей их применения позволяют с практической точки зрения подойти к первоначальному подбору и окончательному определению необходимых оптимальных типов транзисторов. Обращено внимание на некоторые особенности выбора и применения транзисторов исходя из их режимов работы в импульсных ИП.

Литература
  1. Захаров Ю. Новые MOSFET: нет лавинному пробою // Новости электроники. 2010. № 12.
  2. http://te.vrn.ru/projects.htm /ссылка утрачена/
  3. Managing the best in class MDmesh V and MDmesh II super junction technologies: driving and layout key notes. 
  4. Рудаковский Д., Котов В., Битно Л. Распределенная система электропитания на основе AC/DC- и DC/DC-преобразователей компании «Микроника» // Компоненты и технологии. 2012. № 6.
  5. Цевелюк Е., Котов В. Обзор LED-драйверов для светодиодных ламп широкого применения // Полупроводниковая светотехника. 2012. № 5.
  6. R. Gulino. Guidelines for using ST’s MOSFET SMD package. 
  7. F. Fusillo, F. Scrimizzi. Power MOSFETs:best choice guide for VRM applications. 

Управление мощностью переменного тока на основе ШИМ с использованием MOSFET / IGBT

Питание от сети — это переменный ток в форме синусоидальной волны. Обычным источником питания для домашних хозяйств является однофазный источник питания переменного тока. Частота и амплитуда волны переменного тока варьируются от региона к региону, при этом общая частота составляет 50 или 60 Гц, а амплитуда — 110 или 240 В.

Номинальная мощность электрического устройства или прибора будет определять мощность, используемую им для правильной работы. Что, если мы хотим уменьшить силу света электрической лампочки или запустить двигатель на меньшей скорости? Этого можно добиться, ограничив мощность устройства i.е. мощность меньше максимальной номинальной.

Эта концепция ограничения мощности, подаваемой на устройство, известна как управление мощностью переменного тока. Управление мощностью переменного тока позволяет нам эффективно использовать доступную мощность для различных приложений.

Существует два типа управления мощностью переменного тока: двухпозиционное управление модуляцией с пропуском импульсов и управление фазой. При двухпозиционном управлении нагрузка подключается к источнику переменного тока на короткий промежуток времени, а питание переменного тока отключается на некоторый промежуток времени.

Устройство быстрого переключения, такое как тиристор, используется для подключения и отключения нагрузки от источника переменного тока. В методе управления фазой нагрузка подключается к источнику переменного тока на определенный период обоих полупериодов.

Здесь спроектировано управление мощностью переменного тока на основе метода ШИМ, которое представляет собой тип управления включением-выключением. Схема регулирует мощность переменного тока, подаваемую на любую нагрузку, такую ​​как электрическая лампочка, двигатель, усилители и т. Д.

Схема соединений

Компоненты

Описание компонентов

Arduino Uno Board

Это макетная плата на основе микроконтроллера.Назначение платы Arduino в этом проекте — генерировать необходимый сигнал ШИМ, а также управлять рабочим циклом сигнала ШИМ с помощью переключателей для управления выходной мощностью, подаваемой на лампочку.

Один из выводов цифрового ввода / вывода используется как выход ШИМ, а четыре других вывода цифрового ввода / вывода используются как вводы от переключателей.

GBPC 610

Это двухполупериодный выпрямитель мостового типа, используемый для преобразования переменного тока в постоянный.

IRGP4063

Это IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором) с номиналом 600 В и 96 А с максимальной рассеиваемой мощностью 330 Вт.Назначение IGBT в этой схеме — действовать как переключатель для включения и выключения питания в соответствии с рабочим циклом ШИМ.

CNY65

Это оптронная ИС с фототранзистором, который оптически соединен со светодиодом (излучается инфракрасный свет). Он используется для изоляции цепи слабого сигнала ШИМ от высоковольтного и сильноточного транзистора (IGBT или MOSFET).

Рабочий

Целью этой схемы является управление мощностью переменного тока, подаваемой на электрическое устройство, такое как лампочка, с помощью синусоидальной волны переменного тока с широтно-импульсной модуляцией.Источник питания переменного тока (240 В при 50 Гц) подается на мостовой выпрямитель (BR1). Это дополнительно исправляется с помощью диода D1 и цепи фильтра, образованной резистором R1 и конденсатором C1.

Выходом этого отфильтрованного сигнала является сигнал постоянного тока, который подается на оптопару как напряжение постоянного тока. Лампочка подключена последовательно к мосту и источнику питания.

Плата Arduino Uno используется для генерации волны ШИМ. Четыре переключателя используются с Arduino для выбора различных рабочих циклов сигнала ШИМ.

Четыре переключателя, связанные с Arduino, обеспечивают рабочие циклы 0%, 25%, 50% и 75%. Когда ни один переключатель не нажат, на лампочку подается максимальная мощность.

ШИМ-сигнал от микроконтроллера (Arduino) подается на вход оптопары (CNY65) с транзистором в оптопаре, подключенном к постоянному напряжению от выпрямителя для быстрой проводимости.

Резистор (R5) используется последовательно с оптопарой для защиты ИК-излучающего диода в оптопаре.Резистор R4 используется для уменьшения всплесков переключения. Назначение оптопары — изолировать сигнал ШИМ низкого напряжения от большого напряжения и тока в транзисторе.

Выход оптопары — это тот же сигнал ШИМ от микроконтроллера (Arduino), и он будет действовать как входной сигнал, подаваемый на затвор транзистора.

Транзистор должен быть высокоскоростным переключающим устройством, способным выдерживать большие мощности. Следовательно, можно использовать силовой MOSFET или IGBT. При работе с MOSFET и PWM важно помнить, что MOSFET остается на

Как можно использовать PWM для управления мощностью переменного тока? Самый эффективный способ управления питанием переменного тока — настроить частоту сигнала переменного тока.Рассмотрим ситуацию, когда между электрическим устройством, например лампочкой, и источником питания находится переключатель.

Если переключатель включен (или замкнут) в течение 2 секунд и выключен (или разомкнут) в течение 2 секунд, то потребление энергии снижается на 50%.

Если переключение происходит так быстро, что оно не обнаруживается человеческим глазом, то лампочка будет светиться непрерывно с половинной яркостью и потреблять только 50% энергии. В качестве переключателя используется IGBT или MOSFET, а действие переключения транзистора управляется импульсом.

Период включения (высокий) и выключенный (низкий) импульса будет определять, включен или выключен транзистор и, следовательно, управлять мощностью переменного тока, и именно так сигнал ШИМ используется в управлении мощностью переменного тока.

Периоды включения и выключения волны ШИМ определяют коэффициент, называемый рабочим циклом, и это важный параметр в управлении мощностью.

ШИМ-волна с коэффициентом заполнения 50% обеспечивает только 50% максимальной мощности, а ШИМ-сигнал с коэффициентом заполнения 33% обеспечивает только 33% максимальной мощности.

При выборе коммутационного устройства важно учитывать то, что оно должно обеспечивать быстрое переключение, а также должно выдерживать большую мощность.

Примечание

  • Указанная здесь схема может использоваться с лампочками. Индуктивные нагрузки, такие как двигатели, использовать нельзя, так как цепь смещена по постоянному току.
  • Можно использовать схему обнаружения пересечения нуля, но это может сильно занять микроконтроллер, поскольку он должен постоянно отслеживать пересечение нуля.
  • МОП-транзисторы также могут использоваться вместо IGBT, но для МОП-транзисторов рассеивание тепла лучше в случае IGBT.
  • Положение лампы можно перемещать и размещать на стоке транзистора.
  • В случае каких-либо мерцаний в выходном тракте можно использовать индуктор 100 мкГн.

Приложения

  • Эта схема может использоваться для управления мощностью переменного тока, подаваемой на электрическое устройство.
  • Незначительные изменения в схеме позволят управлять мощностью переменного тока для индуктивных нагрузок, таких как двигатели.
  • Может использоваться для экономии электроэнергии переменного тока, поскольку может регулировать мощность, подаваемую на электрическое устройство.

Часто задаваемые вопросы: широтно-импульсная модуляция (ШИМ)

Какова цель широтно-импульсной модуляции (ШИМ)?

В импульсных преобразователях

используется силовой полупроводниковый переключатель (обычно MOSFET) для управления магнитным элементом (трансформатором или катушкой индуктивности), выпрямленный выход которого создает постоянное напряжение. Обычно КПД превышает 90%, что примерно в два раза выше, чем у линейного регулятора.

Импульсный преобразователь изменяет свой выходной постоянный ток в ответ на изменения нагрузки. Одним из широко используемых подходов является широтно-импульсная модуляция (ШИМ), которая управляет выходной мощностью переключателя питания, изменяя время его включения и выключения. Отношение времени включения к времени периода переключения — это рабочий цикл. На рис. 1 показаны три различных варианта рабочего цикла ШИМ: 10%, 50% и 90%. Рабочий цикл и мощность редко имеют какое-либо отношение друг к другу. Вместо этого рабочий цикл регулируется для регулирования выходного напряжения.

На рис. 2 показан упрощенный ШИМ-контроллер, используемый в импульсном преобразователе. Во время работы часть выходного постоянного напряжения возвращается в усилитель ошибки, который заставляет компаратор управлять временем включения и выключения ШИМ. Если фильтруемый выходной сигнал силового полевого МОП-транзистора изменяется, обратная связь регулирует рабочий цикл для поддержания выходного напряжения на желаемом уровне.

Для генерации сигнала ШИМ усилитель ошибки принимает входной сигнал обратной связи и стабильное опорное напряжение для создания выходного сигнала, соответствующего разнице двух входов.Компаратор сравнивает выходное напряжение усилителя ошибки с линейным нарастанием (пилообразным) от генератора, создавая модулированную ширину импульса. Выход компаратора подается на логическую схему переключения, выход которой поступает на выходной драйвер для внешнего силового полевого МОП-транзистора. Логика переключения обеспечивает возможность включения или отключения сигнала ШИМ, подаваемого на силовой полевой МОП-транзистор.

Почему схема ШИМ нуждается в компенсации крутизны?

Рабочие циклы ШИМ выше 50% требуют компенсационного линейного изменения, называемого компенсацией наклона, чтобы избежать нестабильности.Более высокие рабочие циклы требуют еще большей компенсации крутизны. То есть, если переключатель PWM включен более чем на 50% периода переключения, необходимо использовать компенсацию наклона для поддержания стабильности системы. При традиционной компенсации крутизны переключающий преобразователь может стать нестабильным для рабочих циклов, приближающихся к 100%, поэтому необходимо использовать специальную компенсацию крутизны. На рисунке 3 показан ШИМ-контроллер, который использует компенсацию наклона.

Схема блокировки пониженного напряжения (UVLO) устанавливает рабочий диапазон входного постоянного напряжения ШИМ-контроллера.Есть два порога UVLO. При превышении порога включения UVLO включается ШИМ-контроллер. Если входное напряжение постоянного тока падает ниже порога отключения UVLO, ШИМ-контроллер выключается.

Контроллеры

PWM могут иметь несимметричные или сдвоенные выходы. Типы с двумя выходами предназначены для двухтактных, мостовых или синхронных выпрямительных МОП-транзисторов. В этих конфигурациях контроллер ШИМ должен либо точно установить мертвое время двух выходов, либо предотвратить их перекрытие. Если оба выхода могут быть включены одновременно, это приведет к увеличению рассеиваемой мощности и электромагнитных помех.Некоторые контроллеры PWM включают специальные схемы для управления мертвым временем или перекрытием.

Большинство микросхем ШИМ-контроллеров обеспечивают токоограничивающую защиту путем измерения выходного тока. Если вход считывания тока превышает определенный порог, он завершает текущий цикл (поцикловое ограничение тока).

Компоновка схемы имеет решающее значение при использовании резистора считывания тока, который должен быть типа с низкой индуктивностью. Найдите его и конденсатор фильтра считывания тока очень близко и подключите непосредственно к выводу PWM IC.Кроме того, все чувствительные к шуму соединения заземления с низким энергопотреблением должны быть соединены вместе около заземления ИС, а одно соединение должно быть выполнено с заземлением питания (точка заземления сенсорного резистора).

В большинстве микросхем ШИМ-контроллеров частоту генератора задает один внешний резистор или конденсатор. Чтобы установить желаемую частоту генератора, используйте уравнение в таблице данных контроллера для расчета номинала резистора.

Некоторые преобразователи ШИМ включают возможность синхронизации генератора с внешними часами с частотой, которая либо выше, либо ниже частоты внутреннего генератора.Если синхронизация не требуется, подключите вывод синхронизации к земле, чтобы предотвратить шумовые помехи.

Функция плавного пуска позволяет преобразователю мощности постепенно достигать начальной установившейся рабочей точки, тем самым снижая пусковые напряжения и скачки напряжения. В большинстве ИС с ШИМ внешний конденсатор устанавливает время плавного пуска.

Высокоскоростной широтно-импульсный модулятор

MCP1631 и MCP1631V компании

Microchip Technology — это высокоскоростные аналоговые ШИМ.. В сочетании с микроконтроллером MCP1631 / MCP1631V может управлять рабочим циклом энергосистемы, обеспечивая регулирование выходного напряжения или тока. Микроконтроллер можно использовать для регулировки выходного напряжения или тока, частоты переключения и максимального рабочего цикла, обеспечивая при этом дополнительные функции, делающие систему питания более интеллектуальной, надежной и адаптируемой.

MCP1631 (управление в режиме тока) и MCP1631V (управление в режиме напряжения) содержит ШИМ, драйвер MOSFET, усилитель считывания тока, усилитель считывания напряжения и компаратор перенапряжения.Эти ИС работают с входным напряжением от 3,0 В до 5,5 В. Дополнительные функции включают отключение, блокировку пониженного напряжения (UVLO) и защиту от перегрева.

Для приложений, которые работают от входа высокого напряжения, MCP1631HV и MCP1631VHV могут работать напрямую от входа от + 3,5 В до + 16 В. Для этих приложений доступен дополнительный регулируемый выход с низким падением напряжения + 5 В или + 3,3 В, который может обеспечивать ток до 250 мА для питания микроконтроллера и вспомогательных цепей

Внутренний ШИМ MCP1631 / MCP1631V состоит из усилителя ошибки, высокоскоростного компаратора и защелки.Выход усилителя сравнивается либо с MCP1631 CS (вход первичного измерения тока), либо с MCP1631V VRAMP (вход линейного изменения напряжения) высокоскоростного компаратора. Когда сигнал CS или VRAMP достигает уровня выходного сигнала усилителя ошибки, цикл включения завершается, и внешний переключатель блокируется до начала следующего цикла.

Среди типичных применений для MCP1631 / MCP1631V можно назвать зарядные устройства с программируемым переключателем, способные заряжать различные химические соединения, такие как Li-Ion, NiMH, NiCd и Pb-Acid, сконфигурированные как одиночные или множественные элементы.Комбинируя с небольшим микроконтроллером, можно также разработать интеллектуальные конструкции светодиодного освещения и программируемые источники напряжения и тока топологии SEPIC.

Входы MCP1631 / MCP1631V могут быть подключены к контактам ввода / вывода микроконтроллера для гибкости проектирования. Дополнительные функции, интегрированные в MCP1631HV / MCP1631VHV, обеспечивают формирование сигнала и функции защиты для зарядных устройств или источников постоянного тока.

Контроллер повышения режима тока

Показано на Рисунок 3 — это Texas Instruments TPS40210 и TPS40211 с широким входным напряжением (4.От 5 В до 52 В), несинхронные регуляторы повышения. Они подходят для топологий, в которых требуется N-канальный полевой транзистор с заземленным источником, включая повышающий, обратный, SEPIC и различные приложения для драйверов светодиодов.

Особенности устройства включают программируемый плавный пуск, защиту от перегрузки по току с автоматическим повторным запуском и программируемую частоту генератора. Управление в текущем режиме обеспечивает улучшенную переходную характеристику и упрощенную компенсацию контура. Основное различие между этими двумя частями — это опорное напряжение, до которого усилитель ошибки регулирует вывод FB.

Резистор и конденсатор, подключенные к выводу RC, определяют частоту генератора. Конденсатор заряжается примерно до VVDD / 20 током, протекающим через резистор, а затем разряжается внутренним транзистором TPS40210. Вы можете синхронизировать TPS40210 и TPS40211 с внешними часами, частота которых должна быть выше, чем частота свободного хода преобразователя.

Контроллеры tps40210 и TPS40211 являются контроллерами режима тока и используют резистор, включенный последовательно с силовым полевым транзистором на клеммах источника, для измерения тока как для управления режимом тока, так и для защиты от перегрузки по току.Резистор считывания тока служит как ограничителем тока, так и датчиком управления режимом тока, поэтому его следует выбирать на основе как стабильности (ограничение управления в режиме тока), так и ограничения тока (ограничение устройства).

Стандартный повышающий преобразователь не имеет метода ограничения тока от входа к выходу в случае короткого замыкания на выходе. Если требуется защита от такого типа событий, необходимо использовать некоторую вторичную схему защиты.

Характеристикой режима управления пиковым током является состояние, при котором контур управления током становится нестабильным.Контур напряжения поддерживает регулирование, но пульсирующее напряжение на выходе увеличивается. и колеблется на половине частоты переключения.

Для исправления этого состояния необходимо применить компенсирующую рампу от генератора к сигналу, идущему на широтно-импульсный модулятор. В TPS40210 / 11 пилообразный сигнал генератора применяется в фиксированной величине к широтно-импульсному модулятору. Чтобы преобразователь не перешел в субгармоническую нестабильность, крутизна сигнала линейного нарастания компенсации должна составлять не менее половины спада сигнала линейного нарастания тока.Поскольку компенсационная рампа является фиксированной, она накладывает ограничение на выбор резистора считывания тока. Наклон компенсации крутизны должен быть не менее половины, а предпочтительно равным крутизне спада формы сигнала измерения тока, наблюдаемой на широтно-импульсном модуляторе.Максимальное значение устанавливается на резистор измерения тока при работе в непрерывном режиме с коэффициентом заполнения 50% или больше.

В целях проектирования следует применить некоторый запас к фактическому значению резистора считывания тока.В качестве отправной точки фактический выбранный резистор должен быть на 80% или меньше, чем номинал резистора, который делает линейную характеристику компенсации крутизны равной половине крутизны спада тока.

Синхронный понижающий ШИМ-контроллер постоянного тока

ADP1828 — это универсальный синхронный понижающий контроллер напряжения с ШИМ-режимом. Он управляет N-канальным силовым каскадом для регулирования выходного напряжения от 0,6 В до 85% входного напряжения и рассчитан на работу с большими МОП-транзисторами для стабилизаторов точки нагрузки.ADP1828 идеально подходит для широкого спектра приложений с высоким энергопотреблением, таких как питание ввода-вывода DSP и ядра процессора, а также универсальное питание в телекоммуникациях, медицинской визуализации, ПК, играх и промышленных приложениях.

Показанный на рис. 4 , ADP1828 работает от входных напряжений смещения от 3 В до 18 В с внутренним LDO, который генерирует выходное напряжение 5 В для входных напряжений смещения более 5,5 В. Цепи управления, драйверы затвора и Внешний повышающий конденсатор работает от выхода LDO для входа между 5.5 В и 18 В. PV питает привод затвора нижнего полевого МОП-транзистора (DL), а IN питает внутреннюю схему управления. Подключите PV к PGND с конденсатором 1 мкФ или более, а от IN к GND с конденсатором 0,1 мкФ или более. Обойдите вход питания в PGND с помощью конденсатора подходящей емкости.

Частота коммутации также может быть синхронизирована с внешними часами до двухкратной номинальной частоты генератора. Выход часов можно использовать для синхронизации дополнительных ADP1828 (или контроллеров ADP1829), что устраняет необходимость во внешнем источнике синхронизации.

ADP1828 включает в себя защиту плавного пуска для ограничения любого пускового тока от входного источника питания во время запуска, защиту от обратного тока во время плавного пуска для предварительно заряженного выхода, а также регулируемую схему ограничения тока без потерь с использованием внешнего датчика MOSFET RDS (ON). . Для приложений, требующих упорядочивания источников питания, ADP1828 предоставляет отслеживающий вход, который позволяет отслеживать выходное напряжение во время запуска, выключения и отказов. Дополнительные функции контроля и управления включают тепловую перегрузку, блокировку при пониженном напряжении и исправное энергопотребление.

ADP1828 работает в диапазоне температур перехода от -40 ° C до + 125 ° C и доступен в 20-выводном блоке питания QSOP

Широтно-импульсный источник питания

Источник питания PWM

Источники питания с широтно-импульсной модуляцией (PWM) — это тип импульсных источников питания. Широтно-импульсная модуляция обычно используется для регулирования напряжения в импульсном источнике питания . Это необходимо, когда текущая нагрузка на блок питания или напряжение питания системы зарядки непостоянны.В стандартном импульсном источнике питания (не ШИМ) каждые первичных обмоток трансформатора приводятся в действие прямоугольной волной с коэффициентом заполнения 50% (на самом деле немного меньше 50%) независимо от тока, потребляемого во вторичной обмотке или напряжение питания. В источнике питания с широтно-импульсной модуляцией рабочий цикл может варьироваться от примерно 1% до 50% (хотя обычно это не такой широкий диапазон). На приведенной ниже диаграмме показано, как выглядит напряжение возбуждения транзистора от управляющей микросхемы в течение двух полных циклов.

Обратите внимание, что указанный рабочий цикл предназначен для ОДНОЙ из ДВУХ половин первичной обмотки (первичная обмотка также может считаться одной первичной обмоткой с центральным ответвлением). При полной мощности будет только ОЧЕНЬ небольшой промежуток времени, в течение которого одна или другая обмотка не будет работать. Большинство управляющих микросхем (например, TL594, TL598, SG3525 …) допускают небольшое «мертвое время», когда ни один из управляющих транзисторов не включен.

Регламент:
Вы должны помнить (со страницы трансформатора), что выходное (вторичное) напряжение может «проседать» (из-за потерь в меди и сердечнике), когда ток поступает из вторичных обмоток трансформатора.Электронное устройство, такое как усилитель, может работать должным образом только тогда, когда вторичное напряжение (напряжение шины) очень близко к заданному значению. Как вы уже знаете, ток, потребляемый усилителем, может составлять всего один или два усилителя, когда усилитель находится в режиме ожидания (выходная мощность мала или отсутствует), или может быть значительным при выдаче очень высокой выходной мощности. В стандартном импульсном блоке питания это может вызвать сильные колебания вторичного напряжения. Как вы уже знаете, вы можете увеличить соотношение (первичное к вторичному), чтобы увеличить вторичное напряжение.Хотя это предотвратит падение напряжения на ниже определенной точки, это может (при некоторых условиях) привести к тому, что вторичное напряжение превысит безопасное рабочее напряжение некоторых электронных компонентов (транзисторов, конденсаторов …). Во многих электронных схемах диапазон напряжения должен оставаться в пределах 3-5%. В PWMPS трансформатор намотан с коэффициентом выше, чем необходимо. Но … как и в операционных усилителях, здесь есть цепь обратной связи. Используя контур обратной связи, управляющая микросхема сокращает рабочий цикл настолько, насколько это необходимо, чтобы предотвратить состояние перенапряжения.Когда потребление тока увеличивается, рабочий цикл увеличивается, чтобы поддерживать надлежащее выходное напряжение. Это позволяет ему поддерживать надлежащее выходное напряжение в широком диапазоне ситуаций, связанных с потреблением тока. Это также позволяет источнику питания вырабатывать постоянное напряжение шины с относительно широким диапазоном входного напряжения от системы зарядки транспортного средства.

Регулируемые усилители и нерегулируемые усилители:
В усилителях с высокой степенью стабилизации используются импульсные источники питания с ШИМ. Нерегулируемые усилители не используют широтно-импульсную модуляцию для поддержания постоянного напряжения на шине.Это не обязательно делает один дизайн лучше другого. Обе конструкции имеют свои достоинства и недостатки. Прочтите эту страницу, если хотите узнать больше о двух разных дизайнах.

Что такое полевой МОП-транзистор? Основное определение — Tom’s Hardware

Материнская плата с полевыми МОП-транзисторами, обведенными желтым. ((Изображение предоставлено Shutterstock))

MOSFET — это металлооксидный полупроводниковый полевой транзистор. В мире ПК вы найдете эти электрические компоненты на материнской плате настольного компьютера или ноутбука , а также на блоке питания настольного компьютера (PSU).

MOSFET на материнской плате

MOSFET на ПК составляют VRM (модуль регулятора напряжения), который контролирует, какое напряжение получают другие компоненты на материнской плате, такие как CPU или видеокарта .

Компоненты ПК, такие как процессоры и видеокарты, имеют строгое рабочее напряжение, поэтому VRM материнской платы помогает предотвратить его превышение. MOSFET важны для функциональности VRM и влияют на количество тепла, выделяемого VRM во время выполнения своей работы.MOSFET-транзисторы могут стать довольно жаркими, если вы используете мощную видеокарту, а радиатор на материнской плате помогает охлаждать MOSFET-транзисторы и, следовательно, VRM. Помимо обеспечения безопасности всей системы, охлаждение полевых МОП-транзисторов также важно для любого типа разгона.

Как они работают?

MOSFET похожи на переключатели, которые включаются и выключаются на основе сигнала от интегральной схемы (IC), называемой микросхемой / контроллером PWM. МОП-транзисторы быстро включаются и выключаются, позволяя протекать сильному току короткими импульсами.Он, наряду с другими частями VRM, контролирует напряжение, передаваемое на другие компоненты ПК на материнской плате.

Чтобы обеспечить охлаждение полевых МОП-транзисторов материнской платы во время экстремального разгона, энтузиасты ПК часто используют водоблоки. Производитель EK также производит Monoblocks, которые представляют собой общий водоблок ЦП и MOSFET.

МОП-транзисторы и источники питания

МОП-транзисторы выполняют аналогичную функцию в источниках питания ПК. Они используются в преобразователях и схемах регуляторов для целей переключения в импульсных источниках питания (ИИП).

В SMPS энергия забирается из розетки переменного тока, прежде чем она разбивается на небольшие пакеты с полевыми МОП-транзисторами, действующими как переключатели. Эти пакеты затем переносятся через конденсаторы , , индукторы и другие электрические компоненты, способные накапливать энергию. В конце концов, пакеты сливаются в один для получения одного стабильного вывода.

Эта статья является частью Tom’s Hardware Glossary .

Дополнительная литература:

Импульсные источники питания

Введение

Импульсные источники питания

(часто сокращенно SMPS) значительно сложнее, чем линейные регулируемые источники питания, описанные в модуле источников питания 2.Основное преимущество этой дополнительной сложности состоит в том, что работа в коммутируемом режиме дает регулируемые источники постоянного тока, которые могут обеспечивать большую мощность для данного размера, стоимости и веса блока питания.

Конструкции с переключением режимов

Используется ряд различных типов дизайна. Если входом является сеть переменного тока (линия), переменный ток выпрямляется и сглаживается накопительным конденсатором перед обработкой преобразователем постоянного тока в постоянный для получения регулируемого выходного постоянного тока на требуемом уровне.Следовательно, SMPS можно использовать в качестве преобразователя переменного тока в постоянный для использования во многих цепях с питанием от сети или постоянного тока в постоянный, повышая или понижая напряжение постоянного тока по мере необходимости, в системах с батарейным питанием.

Блок-схема переключаемого режима

Рис. 3.0.1 Типовая блок-схема SMPS

На рис. 3.0.1 показан пример блок-схемы типичного SMPS с входом сети переменного тока (линейным) и регулируемым выходом постоянного тока. Выходное выпрямление и фильтр изолированы от секции высокочастотного переключения высокочастотным трансформатором, а обратная связь по управлению напряжением осуществляется через оптоизолятор.Блок схемы управления типичен для специализированных ИС, содержащих высокочастотный генератор, широтно-импульсную модуляцию, управление напряжением и током, а также секции отключения выхода.

Независимо от назначения SMPS, общей особенностью (после преобразования переменного тока в постоянный, если требуется) является использование высокочастотной прямоугольной волны для управления схемой электронного переключения питания. Эта схема используется для преобразования источника постоянного тока в высокочастотный сильноточный переменный ток, который различными способами, в зависимости от конструкции схемы, преобразуется в регулируемый выход постоянного тока.Причина этого процесса двойного преобразования заключается в том, что при изменении постоянного тока или частоты сети переменного тока на высокочастотный переменный ток компоненты, такие как трансформаторы, катушки индуктивности и конденсаторы, необходимые для обратного преобразования в стабилизированный источник постоянного тока, могут быть намного меньше и дешевле, чем те, которые необходимы для выполнения той же работы на сетевой (сетевой) частоте.

Высокочастотный переменный ток, создаваемый в процессе преобразования, представляет собой прямоугольную волну, которая обеспечивает средства управления выходным напряжением посредством широтно-импульсной модуляции.Это позволяет регулировать выходную мощность намного эффективнее, чем это возможно в линейно регулируемых источниках питания.

Комбинация прямоугольного генератора и переключателя, используемая в импульсных источниках питания, также может использоваться для преобразования постоянного тока в переменный. Таким образом, метод переключения режимов также может использоваться в качестве «инвертора» для создания источника переменного тока с потенциалом сети от источников постоянного тока, таких как батареи, солнечные панели и т. Д.

Регулировка напряжения

В большинстве импульсных источников питания обычно обеспечивается регулировка как линии (входное напряжение), так и нагрузки (выходное напряжение).Это достигается путем изменения отношения метки к пространству формы волны генератора перед ее применением к переключателям. Контроль отношения метки к пространству достигается путем сравнения обратной связи по напряжению на выходе источника питания со стабильным опорным напряжением. Используя эту обратную связь для управления отношением метки к пространству генератора, можно управлять рабочим циклом и, следовательно, средним выходным постоянным током схемы. Таким образом может быть обеспечена защита как от перенапряжения, так и от перегрузки по току.

В тех случаях, когда важно поддерживать электрическую изоляцию от сети, это обеспечивается с помощью трансформатора либо на входе переменного тока, где он также может использоваться для изменения напряжения переменного тока перед выпрямлением, либо между секциями управления источником питания. секции питания и выхода, где, помимо обеспечения изоляции, трансформатор с несколькими вторичными обмотками может выдавать несколько различных выходных напряжений.

Для обеспечения хорошо регулируемого выхода образец выходного напряжения постоянного тока обычно подается обратно в схему управления и сравнивается со стабильным опорным напряжением. Любая возникшая ошибка используется для управления выходным напряжением. Для поддержания гальванической развязки между входом и выходом обратная связь обычно осуществляется через такое устройство, как оптоизолятор.

ВЧ переключение

Использование высокой частоты для импульсного привода дает несколько преимуществ:

• Трансформатор будет ВЧ-типа, который намного меньше стандартного сетевого трансформатора.

• Частота пульсаций будет намного выше (например, 100 кГц), чем в линейном источнике питания, поэтому требуется меньшее значение сглаживающего конденсатора.

• Также использование прямоугольной волны для управления переключающими транзисторами (режим переключения) гарантирует, что они рассеивают гораздо меньше энергии, чем обычный транзистор последовательного стабилизатора. Опять же, это означает, что для заданной выходной мощности можно использовать меньшие и более дешевые транзисторы, чем в линейных источниках питания аналогичного номинала.

• Использование трансформаторов меньшего размера и сглаживающих конденсаторов делает импульсные источники питания более легкими и менее громоздкими.Добавленная стоимость сложной схемы управления также компенсируется меньшими и, следовательно, более дешевыми трансформаторами и сглаживающими конденсаторами, что делает некоторые конструкции с переключаемым режимом менее дорогими, чем эквивалентные линейные источники питания.

Хотя линейные источники питания могут обеспечить лучшее регулирование и лучшее подавление пульсаций на низких уровнях мощности, чем источники с импульсным режимом, вышеуказанные преимущества делают SMPS наиболее распространенным выбором для блоков питания в любом оборудовании, где требуется стабилизированный источник питания для доставки средних и больших объемов. власти.

Недостатком использования такой высокочастотной прямоугольной волны в мощной цепи, такой как SMPS, является то, что создается много мощных высокочастотных гармоник, так что без очень эффективного RF-экранирования и фильтрации существует опасность того, что SMPS создаст радиочастотные помехи.

Патент США на микросхему управления шириной импульса и импульсный блок питания Патент (Патент № 6023178, выданный 8 февраля 2000 г.)

Уровень техники

1.Область изобретения

Это изобретение относится к ИС-схеме управления шириной импульса, используемой в электронном оборудовании, таком как компьютеры; и, более конкретно, к ИС с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) и переключающим элементам во вспомогательном источнике питания, а также к импульсному блоку питания, использующему такой вспомогательный источник питания, в котором количество компонентов на первичной стороне уменьшается, когда ширина импульса В него встроена управляющая ИС-схема.

2. Описание предшествующего уровня техники

Как указано в Японском UM Appl.1990/37592, обычный импульсный блок питания сочетает в себе главный преобразователь и вспомогательный преобразователь. Главный преобразователь имеет схему регулирования выходного напряжения, а вспомогательный преобразователь имеет простую конфигурацию схемы, такую ​​как преобразователь вызывного дросселя (источник питания RCC). Мощность основного преобразователя составляет несколько сотен ватт, а мощность вспомогательного преобразователя — несколько ватт.

Однако даже вспомогательный преобразователь является независимым преобразователем и, следовательно, требует переключающих элементов и элементов управления, а также количества компонентов, равного таковому у основного преобразователя, даже если такой вспомогательный преобразователь потребляет всего несколько ватт.Соответственно, соотношение стоимости первичной схемы и площади упаковки на печатной плате вспомогательного преобразователя к стоимости всего блока питания велико. Кроме того, поскольку для коммутирующих элементов вспомогательного преобразователя требуется высокое напряжение пробоя, использовались полевые транзисторы и транзисторы с большим корпусом, имеющие больший номинальный ток, чем было фактически необходимо, что потребовало принятия контрмер для снижения затрат.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Соответственно, целью изобретения является преодоление вышеупомянутых и других недостатков, недостатков и проблем предшествующего уровня техники.

Другой целью является создание ИС-схемы управления шириной импульса, которая значительно снижает стоимость, увеличивает плотность упаковки и повышает надежность импульсных блоков питания.

Еще одна цель состоит в том, чтобы предоставить недорогой импульсный блок питания, имеющий высокую плотность упаковки и высокую надежность, за счет минимизации площади упаковки на печатной плате за счет уменьшения количества компонентов в первичной цепи вспомогательного преобразователя.

Вышеупомянутые и другие цели достигаются с помощью изобретения, которое включает в себя схему ИС управления шириной импульса, которая имеет следующие компоненты на одной микросхеме: секция управления основным преобразователем, которая управляет включением и выключением главного выключателя, находящегося вне ИС, выходной MOSFET и секция управления вспомогательным преобразователем, которая управляет включением и выключением MOSFET.

Секция управления главным преобразователем управляет приводом главного переключателя, например, регулирует выходное напряжение главного переключателя независимо от тока нагрузки с помощью системы управления шириной импульса. Секция управления вспомогательным преобразователем управляет выходным полевым МОП-транзистором; например, регулирует выходное напряжение выходного полевого МОП-транзистора до постоянного значения с помощью системы управления шириной импульса. За счет использования эффективных и рентабельных технологий производства полупроводников секция управления основным преобразователем, секция управления вспомогательным преобразователем и полевой МОП-транзистор построены на одном кристалле.

Вышеупомянутые и другие цели дополнительно достигаются с помощью импульсного блока питания, который содержит главный преобразователь, содержащий главный переключающий элемент для включения и выключения постоянного тока, подаваемого в первичную обмотку основного трансформатора; схему вторичного выпрямителя для выпрямления и сглаживания сигнала включения-выключения, индуцированного во вторичной обмотке основного трансформатора; усилитель ошибки для генерации сигналов напряжения ошибки между опорным напряжением и основным выходным напряжением, которое выводится схемой вторичного выпрямителя; и секцию управления основным преобразователем, чтобы посылать сигналы включения-выключения на главный переключающий элемент, так что сигнал напряжения ошибки, отправляемый из усилителя ошибки, уменьшается; и вспомогательный преобразователь, содержащий вспомогательный переключающий элемент для включения и выключения постоянного тока, подаваемого на первичную обмотку вспомогательного трансформатора; схему вторичного выпрямителя для выпрямления и сглаживания сигнала включения-выключения, индуцированного во вторичной обмотке вспомогательного трансформатора; схему первичного выпрямителя для выпрямления и сглаживания сигнала включения-выключения, индуцированного в обмотке смещения вспомогательного трансформатора; и секцию управления вспомогательным преобразователем, чтобы посылать сигналы включения-выключения на вспомогательный переключающий элемент, чтобы напряжение, обнаруживаемое схемой первичного выпрямителя, регулировалось для поддержания заданного опорного напряжения.

В преобразователях используется схема ИС, сформированная на единой микросхеме и содержащая блок управления основным преобразователем, блок управления вспомогательным преобразователем и вспомогательный переключающий элемент.

В соответствии с изобретением, поскольку секция управления основным преобразователем, секция управления вспомогательным преобразователем и вспомогательный переключающий элемент расположены на первичной стороне блока питания, их изоляция от вторичной стороны обеспечивается, даже если они сконструированы на единственный чип.В то же время проблема рассеивания тепла не возникает, хотя существует однокристальная конфигурация, которая включает в себя вспомогательный переключающий элемент, поскольку емкость вспомогательного преобразователя намного меньше, чем у основного преобразователя. Поскольку секция управления вспомогательным преобразователем, состоящая из множества дискретных компонентов, построена на единой микросхеме, площадь, занимаемая компонентами, например, когда они установлены на печатной плате, очень малы. Это позволяет значительно снизить стоимость производства.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

РИС. 1, содержащий фиг. 1A и 1B объединены в виде единой принципиальной схемы, изображающей первый иллюстративный вариант осуществления изобретения, охватывающий схему IC управления шириной импульса.

РИС. 2, содержащий фиг. 2A и 2B объединены в единую принципиальную схему, изображающую второй иллюстративный вариант осуществления изобретения и охватывающую схему IC управления шириной импульса.

РИС. 3 — принципиальная схема, изображающая еще один иллюстративный вариант осуществления изобретения и охватывающая импульсный блок питания.

РИС. 4, содержащие линии (A) — (H), представляют собой диаграммы формы сигнала, изображающие работу варианта осуществления по фиг. 3.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ПЕРВЫЙ ИЛЛЮСТРАТИВНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

РИС. 1A и 1B, объединены для формирования единого чертежа, показывающего принципиальную схему первого иллюстративного варианта осуществления изобретения, охватывающего ИС-схему управления шириной импульса, которая содержит блок 10 управления основным преобразователем; секцию 20 управления вспомогательным преобразователем; секция 30 общих функций; и выходной полевой МОП-транзистор 40 (который можно рассматривать как вспомогательный переключающий элемент).В схему IC также включены резисторы R2, r3 и RT, конденсатор CT, трансформатор T2, оптопара 55 и т. Д., Как внешние компоненты. Кроме того, в качестве главного переключателя 50 включен полевой транзистор, который также находится за пределами ИС.

Блок 10 управления основным преобразователем содержит компаратор 11 с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ); схему 12 ограничения тока; защелка ШИМ 14; и драйвер 15 затвора, который приводит в действие главный переключатель 50. Компаратор 11 PWM сравнивает сигнал, введенный на вывод FB обратной связи IC, с пилообразным сигналом, подаваемым генератором 32, и генерирует импульсный сигнал, имеющий коэффициент заполнения, соответствующий сигналу вывода FB.Оптрон 55 подключается к клемме FB IC, и сигнал обратной связи от усилителя ошибки, расположенного во вторичной обмотке главного переключателя 50, вводится в оптрон 55. Подтягивающий резистор R1 подключен между FB. вывод IC и положительный вывод компаратора 11 ШИМ, чтобы обеспечить потенциал смещения.

Схема 12 ограничения тока определяет ток стока Is с помощью резистора R3 и отключает драйвер затвора 15 до следующего цикла, сбрасывая защелку 14 ШИМ, когда ток стока Is превышает предельное значение V.sub.LMT1 для обеспечения максимальной токовой защиты. Логический элемент ИЛИ 13 выполняет операцию ИЛИ для выходных сигналов от компаратора 11 ШИМ и схемы 12 ограничения тока и отправляет результаты в драйвер 15 затвора. Выходной сигнал логического элемента ИЛИ 13 вводится на клемму сброса R защелки ШИМ. 14. Импульс гашения из генератора 32 вводится на установленный вывод S защелки PWM 14. Выходной сигнал на выводе Q защелки 14 PWM вводится в драйвер 15 затвора.

Выходное напряжение драйвера 15 затвора имеет высокий уровень (H) синхронно с запирающим импульсом генератора 32 и имеет низкий уровень (L), когда компаратор 11 ШИМ сбрасывает защелку 14 ШИМ.Таким образом, главный выключатель 50 управляется так, что рабочий режим становится продолжительным, когда напряжение на клеммах FB падает. Инвертор 16 управляет главным переключателем 50 через резистор R2 от его вывода OUT в ответ на выходной сигнал от формирователя 15 затвора, и мощность Vcc возбуждения подается через вывод vc положительного напряжения и заземляется на выводе PGnd заземления.

Блок 20 управления вспомогательным преобразователем содержит усилитель 21 ошибки; компаратор 22 ШИМ; схему 23 ограничения тока; защелка PWM 25; и схему защиты 26.Положительное напряжение источника питания Vcc делится резисторами делителя R4 и R5. Разделенное напряжение вводится на положительный вывод усилителя ошибки 21 и сравнивается с опорным напряжением Vref2 мощности, приложенным к отрицательному выводу усилителя ошибки 21. Результирующая ошибка усиливается усилителем ошибки 21, выходной сигнал которого затем отправляется на положительный вывод. вывод компаратора 22 ШИМ в качестве порогового напряжения Vth. В варианте осуществления низкий ток в режиме ожидания получается путем отключения резисторов R4 и R5 делителя от положительного напряжения Vcc путем размыкания переключателя SW перед запуском с использованием схемы 33 блокировки пониженного напряжения.

Компаратор 22 ШИМ сравнивает пороговое напряжение Vth с пилообразным сигналом от генератора 32 и генерирует импульсные сигналы, имеющие коэффициент заполнения, соответствующий пороговому напряжению Vth. Схема 23 ограничения тока обеспечивает защиту от перегрузки по току, когда ток стока, обнаруживаемый из множества источников полевого МОП-транзистора, превышает максимальное значение, ограничивающее значение VLMT2, путем сброса защелки 25 ШИМ и, таким образом, выключения драйвера затвора 27 до следующего цикла. . Логический элемент ИЛИ 24 выполняет операцию ИЛИ для выходных сигналов от компаратора 22 ШИМ и схемы 23 ограничения тока и передает результаты операции ИЛИ на защелку 25 ШИМ.Выходной сигнал от логического элемента ИЛИ 24 вводится на контакт сброса R защелки 25 ШИМ, а импульс гашения от генератора 32 вводится на установленный вывод S защелки 25 ШИМ. Выходной сигнал с контакта Q защелка 25 PWM вводится в драйвер 27 затвора.

Схема 26 защиты содержит защелку 262 отключения, схему 264 защиты от перегрева и схему 266 защиты от перенапряжения. Когда в положительном напряжении питания vcc возникает перенапряжение, схема 266 защиты от перенапряжения устанавливает защелку 262 отключения в положение отключите как драйвер 27, так и драйвер 15.Кроме того, когда температура соединения микросхемы достигает температуры отключения, схема защиты от перегрева отключает как драйвер затвора 15, так и драйвер затвора 27. Защелка 262 отключения сбрасывается, когда положительное напряжение питания Vcc уменьшается до напряжения, равного до или ниже напряжения останова.

Драйвер 27 затвора управляет выходным MOSFET 40 и включает выходной MOSFET 40, когда импульс гашения от генератора 32 устанавливает защелку 25 PWM, и выключает выходной MOSFET 40, когда компаратор 22 PWM сбрасывает защелку 25 PWM.Импульс гашения из генератора 32 синхронизируется с выходным импульсом из компаратора 22 ШИМ, и выходной МОП-транзистор 40 управляется таким образом, что его рабочий режим становится длиннее, когда пороговое напряжение vth, выдаваемое усилителем ошибки 21, является низким.

Выходной полевой МОП-транзистор 40 — это силовой полевой МОП-транзистор, используемый в качестве переключающего устройства, он размещен на той же микросхеме, что и схемы управления, и имеет достаточно высокое напряжение пробоя, которое может использоваться для входной мощности переменного тока. Его ток стока можно определить с помощью нескольких источников или по сопротивлению.В этом варианте осуществления ток стока подается в схему 23 ограничения тока с использованием резистора R6 заземления с множеством источников и схемы CR, содержащей резистор R7 и конденсатор C2.

Секция 30 общих функций содержит предварительный регулятор 31; генератор 32; схему 33 блокировки при пониженном напряжении; и цепь 34 опорного напряжения. Общая функциональная секция 30 расположена так, чтобы быть общей как для секции 10 управления основным преобразователем, так и для секции 20 управления вспомогательным преобразователем. Предварительный регулятор 31 назван так потому, что он подает ток на конденсатор Cl клемма Vcc положительного напряжения питания от клеммы Dr стока при запуске или выключении ИС для управления положительным напряжением питания Vcc до постоянного значения.Генератор 32 генерирует следующие три типа сигналов: (a) импульс гашения, (b) зубчатая волна и (c) сигнал пульсовой волны. Импульс гашения используется для установки защелок 14 и 25. Пилообразный сигнал используется компараторами 11 и 22 ШИМ для определения ширины импульса. Сигнал пульсовой волны используется для установки максимальных рабочих значений в драйверах 15 и 27 затвора. Эти сигналы синхронизируются, а частота определяется значением сопротивления резистора 52, подключенного к клемме RT, и значением емкости конденсатора 53, подключенного к клемма CT.

Схема 33 блокировки пониженного напряжения (UVLO) предотвращает неисправность ИС, когда положительное напряжение питания Vcc является низким. Другими словами, схема 33 UVLO останавливает работу IC, когда положительное напряжение питания Vcc падает до определенного остановочного напряжения или ниже, и инициализирует все состояния. Когда положительное напряжение питания Vcc восстанавливается до определенного начального напряжения и выше, схема UVLO отключает предварительный регулятор 31 от положительного напряжения питания Vcc и запускает работу ИС.Схема 34 опорного напряжения представляет собой схему формирования опорного напряжения, в которой используется запрещенная зона, обычно используемая для аналоговых схем IC.

Работа фиг. 1 (содержащий фиг. 1A и 1B) вариант осуществления выглядит следующим образом. Секция 10 управления основным преобразователем служит в качестве схемы управления для регулирования выходного напряжения импульсного блока питания с ШИМ, который использует главный переключатель 50 в качестве переключающего элемента, до постоянного значения. То есть выходное напряжение импульсного блока питания с ШИМ вводится на контакт FB обратной связи IC через оптопара 55.Сигнал ширины импульса, имеющий коэффициент заполнения, соответствующий этому напряжению обратной связи, подается в формирователь 15 затвора через компаратор 11 ШИМ, логический элемент ИЛИ 13 и защелку 14 ШИМ. Управляющий сигнал драйвера 15 затвора вызывает переключение главного переключателя 50. через инвертор 16.

Для предотвращения перегрузки схема 12 ограничения тока определяет ток стока главного переключателя 50 и отключает драйвер 15 затвора через логический элемент ИЛИ 13 и защелку PWM 14. Также, когда схема 264 защиты от перегрева (OTP) и / или Схема 266 защиты от перенапряжения (OVP) срабатывает, сигнал выключения S / D выключает драйвер 15 затвора.Кроме того, когда положительное напряжение питания Vcc равно или ниже определенного напряжения останова, схема 33 блокировки пониженного напряжения отключает драйвер 15 затвора и инициализирует все состояния.

Секция 20 управления вспомогательным преобразователем служит в качестве схемы управления для регулирования выходного напряжения вспомогательного источника питания, который использует выходной МОП-транзистор 40 в качестве переключающего элемента, до постоянного значения. То есть положительное напряжение Vcc мощности (то есть выходное напряжение вспомогательного источника питания) вводится в усилитель 21 ошибки через переключатель SW и резисторы R4 и R5 делителя.Сигнал ширины импульса, имеющий коэффициент заполнения, соответствующий положительному напряжению мощности Vcc, отправляется от компаратора 22 ШИМ на формирователь затвора 27 через логический элемент ИЛИ 24 и защелку 25 ШИМ. Управляющий сигнал от драйвера 27 затвора вызывает переключение выходной МОП-транзистор 40. Работа схемы 23 ограничения тока для предотвращения перегрузки, схемы 264 защиты от перегрева, схемы 266 защиты от перенапряжения и схемы 33 блокировки пониженного напряжения такие же, как и описанные для основного Блок управления преобразователем 10.

Согласно варианту осуществления по фиг. 1 (содержащая фиг. 1A и 1B), ИС-схема управления шириной импульса имеет небольшой размер и низкую стоимость, поскольку секция 10 управления основным преобразователем, которая управляет включением-выключением главного переключателя 50, расположенного вне ИС, выходной МОП-транзистор 40 и секция 20 управления вспомогательным преобразователем, которая управляет включением-выключением выходного МОП-транзистора 40, предусмотрены на одной микросхеме. То есть коммутирующее устройство вспомогательного источника питания и его схема управления, ранее требовавшая приблизительно пятнадцати или шестнадцати компонентов, интегрированы в единую микросхему.Таким образом, изобретение устраняет необходимость в полевом МОП-транзисторе, имеющем излишне большой номинальный ток и размер, как ранее требовалось в предшествующем уровне техники.

ВТОРОЙ ИЛЛЮСТРАТИВНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

РИС. 2A и 2B объединены (как фиг. 1), чтобы показать единую принципиальную схему второго иллюстративного варианта осуществления, охватывающего схему IC управления шириной импульса, в которой в схеме управления используется способ управления током. В генераторе 32 следующие моменты являются общими для варианта осуществления по фиг. 1: наличие импульсного сигнала гашения для установки защелок 14 и 25 ШИМ и генерация сигналов импульсной волны для установки максимального времени работы драйвера затвора 15 (используется для управления главным переключателем 50) и драйвера 27 (используется для управления выходной MOSFET).Однако сигнал пилообразной волны, генерируемый генератором 32, не генерируется в варианте осуществления, показанном на фиг. 2.

Следовательно, в схеме 10 управления основным преобразователем, защелка 14 ШИМ и драйвер 15 затвора такие же, как в варианте осуществления по фиг. 1, но предусмотрены схема 17 ограничения тока и компаратор 18 обнаружения тока, а компаратор 11 PWM отсутствует в варианте осуществления, показанном на фиг. 2. Схема 17 ограничения тока заземляет сигнал с вывода FB обратной связи ИС через диод D2, и резисторы делителя R10 и R11, а стабилитрон D3 предоставляется параллельно с резистором R11.Сигнал от стабилитрона D3 поступает на минусовой вывод компаратора 18 детектирования тока, а ток стока от главного переключателя 50 подается от вывода Is к плюсовому выводу компаратора 18.

В секции 20 управления вспомогательным преобразователем усилитель 21 ошибки, защелка 25 ШИМ и схема 26 защиты идентичны варианту осуществления по фиг. 1, и схема 28 ограничения тока и компаратор 29 определения тока отличаются. В усилителе 21 ошибки предусмотрен резистор 12 обратной связи, соединяющий его выходную клемму с ее плюсовой клеммой в дополнение к резисторам делителя R4 и R5, показанным в варианте осуществления на фиг.1. Сигнал с усилением ошибки выводится как пороговый ток Ith. Схема 28 ограничения тока заземляет выходной сигнал с выходной клеммы усилителя 21 ошибки через диод D4 и резисторы R13 и R14 делителя. Стабилитрон D5 включен параллельно резистору R14. Удерживаемый ток Ith от стабилитрона D4 подается на плюсовую клемму компаратора 29 детектирования тока, а ток стока, обнаруженный от множества источников выходного полевого МОП-транзистора, возвращается на минусовую клемму компаратора 29.

Работа варианта осуществления по фиг. 2 выглядит следующим образом. Выходное напряжение драйвера 15 затвора имеет высокий уровень (H) синхронно с запирающим импульсом от генератора 32 и низкий уровень (L), когда ток стока достигает заданного значения с клеммы FB обратной связи и определения тока. компаратор 18 сбрасывает защелку PWM 14. В варианте осуществления защита от перегрузки по току обеспечивается путем ограничения максимального тока стока от главного переключателя 50 путем ограничения инвертированного входного напряжения на клеммах от компаратора 18 определения тока посредством срабатывания схемы ограничения тока. 17.

Выходной полевой МОП-транзистор 40 включается синхронно с импульсами гашения генератора 32 и выключается, когда компаратор 29 детектирования тока сбрасывает защелку 25 ШИМ после того, как ток стока достигает значения порогового тока Ith. Другими словами, выходной МОП-транзистор 40 управляется так, чтобы он включался только в течение периода, когда ток стока достигает порогового тока Ith, полученного путем усиления разности между положительным напряжением мощности Vcc и опорным напряжением Vref2 с помощью усилителя ошибки.

В этом варианте осуществления защита от перегрузки по току обеспечивается путем ограничения максимального тока стока с выходного полевого МОП-транзистора 40 путем ограничения инвертированных входных напряжений на клеммах компаратора 29 детектирования тока с помощью стабилитрона D5 схемы 28 ограничения тока.

РИС. 2 показан только один вариант реализации схемы ИС управления шириной импульса. Могут быть добавлены обычно используемые функции для схемы управления шириной импульса или функции, предусмотренные для варианта осуществления, могут быть удалены. Например, может быть добавлена ​​схема защелки таймера, которая срабатывает, когда в главном переключателе 50 протекает сверхток, или клеммы RT и CT могут быть удалены, чтобы фиксировать частоту генератора 32.

Согласно изобретению, в дополнение к вышеупомянутым эффектам существует следующий эффект. Поскольку текущий метод управления обеспечивает систему управления с запаздыванием первого порядка, очень стабильная система управления получается при создании конкретной схемы управления для выходного полевого МОП-транзистора. Это повышает надежность устройства, поскольку на одной микросхеме предусмотрены следующие компоненты: секция управления основным преобразователем типа управления током для управления действием включения-выключения главного переключателя 50 вне ИС; выходной MOSFET 40; и секцию 20 управления вспомогательным преобразователем типа управления током для управления включением-выключением выходного полевого МОП-транзистора 40.

ТРЕТИЙ ИЛЛЮСТРАТИВНЫЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

РИС. 3 показан импульсный блок питания, в котором секция 56 выпрямителя переменного тока принимает линейный переменный ток, подаваемый от входной линии питания переменного тока, используя диодный мост DB, сглаживает выпрямленный ток с помощью конденсатора Cin и подает постоянный ток на основной преобразователь 60 и вспомогательный преобразователь. 80.

Главный преобразователь 60 содержит главный переключающий элемент 50 (Q1), который включает и выключает постоянный ток, подаваемый на первичную обмотку n1 основного трансформатора.Например, главный переключающий элемент 50 может быть полевым МОП-транзистором, вывод стока которого подключен к первичной обмотке n1, а его вывод истока заземлен на первичную землю через резистор R3. Резистор R3 генерирует сигнал, пропорциональный току нагрузки, и подключается к клемме IN детектирования тока секции 10 управления главного преобразователя. К вторичной обмотке n2 главного трансформатора подключена вторичная выпрямительная цепь, содержащая диоды D11 и D12, дроссельная катушка. L и выходной конденсатор Cout.Поскольку сигнал ВКЛ-ВЫКЛ индуцируется во вторичной обмотке n2, он выпрямляется и сглаживается схемой вторичного выпрямителя, и результирующее основное выходное напряжение Vout подается на нагрузку.

Вторичная схема 70 управления прикладывает основное выходное напряжение Vout к плюсовой клемме усилителя ошибки U20 после того, как напряжение разделено резисторами делителя r21 и R22. Усилитель ошибки U20 сравнивает напряжение с первым опорным напряжением Vref21, подаваемым на его отрицательный вывод, и выводит сигнал ошибки E / A OUT из своего выходного вывода.Усилитель ошибки U20 работает с помощью конденсатора С20 обратной связи и резистора R23 между его отрицательным выводом и его выходным выводом. Схема ВКЛ / ВЫКЛ вводит сигнал от цепи дистанционного ВКЛ / ВЫКЛ, предусмотренной на вторичной стороне, на плюсовую клемму компаратора U21. Компаратор U21 сравнивает входной сигнал от схемы дистанционного включения / выключения со вторым опорным напряжением Vref22, подаваемым на его отрицательный вывод, и подает сигнал включения / выключения питания P-ON / OFF на транзистор Q2.Коллекторный вывод транзистора Q2 подключен к выходному выводу усилителя ошибки U20; его эмиттерный вывод заземлен; и сигнал включения / выключения питания подается на его базовый вывод. Оптрон 55 обеспечивает изоляцию первичной стороны от вторичной, когда сигнал ошибки E / A OUT подается на светодиод, а светоприемный транзистор вводит переданный сигнал на клемму обратной связи FB секции управления главного преобразователя. 10.

Вспомогательный преобразователь 80 содержит вспомогательный переключающий элемент (Q3) 40, который включает и выключает постоянный ток, подаваемый на первичную обмотку n3 вспомогательного трансформатора.Вторичная выпрямительная схема, содержащая диод D13 и конденсатор C13, подает вспомогательное напряжение Vcc2 питания путем выпрямления и сглаживания сигнала включения / выключения, индуцированного во вторичной обмотке n4 вспомогательного трансформатора. Напряжение Vcc2 вспомогательного питания используется для источника питания для работы вторичной схемы 70 управления, а также подается в схему дистанционного включения / выключения в качестве выходного напряжения ведомого устройства V SB. Схема первичного выпрямителя, состоящая из диода D1 и конденсатора C1, подает вспомогательное напряжение vcc питания путем выпрямления и сглаживания сигнала включения / выключения, индуцированного в обмотке смещения n5 вспомогательного трансформатора.

ИС 45 управления ШИМ включает в себя секцию 10 управления основным преобразователем, секцию 20 управления вспомогательным преобразователем и вспомогательный переключающий элемент (Q3) 40, все они интегрированы на одной микросхеме. Эти компоненты могут содержать элементы, показанные в вариантах осуществления на фиг. 1 и 2. Секция 20 управления вспомогательным преобразователем подает управляющий сигнал ВКЛ / ВЫКЛ на вспомогательный переключающий элемент 40, так что напряжение Vcc вспомогательной энергии, обнаруживаемое схемой первичного выпрямителя, регулируется до предварительно определенного опорного напряжения.Вывод истока вспомогательного переключающего элемента 40 заземлен, а его вывод стока соединен с первичной обмоткой n3. Когда генератор частоты предпочтительно сделать общим как для секции 10 управления основным преобразователем, так и для секции 20 управления вспомогательным преобразователем, разделение частоты коммутации в основном преобразователе 60 и вспомогательном преобразователе 80 устраняется. Таким образом, относительно легко принять меры против шума.

Работа блока питания по фиг.3 обсуждается со ссылкой на диаграмму формы сигнала на фиг. 4, где линия (A) показывает выходное напряжение Vidc постоянного тока секции 56 выпрямителя переменного тока; линия (B) показывает выходное напряжение вспомогательной мощности Vcc обмотки смещения n5; линия (C) показывает выходное напряжение подчиненного устройства V SB вспомогательного преобразователя; линия (D) показывает сигнал напряжения затвора вспомогательного переключающего элемента, иначе также показанного как выходной MOSFET, 40; линия (E) показывает напряжение на выводе FB обратной связи секции 10 управления главного преобразователя; линия (F) показывает напряжение на выходной клемме OUT секции 10 управления главного преобразователя; линия (G) показывает выходное напряжение главного преобразователя Vout; а линия (H) показывает сигнал цепи дистанционного включения / выключения.

На ФИГ. 4, мощность переменного тока из линии подается в момент t1, и выходное напряжение Vidc постоянного тока секции 56 выпрямителя aCT повышается. Затем секция 20 управления вспомогательным преобразователем и вспомогательный переключающий элемент 40 ИС 45 управления ШИМ начинают работать, и напряжение вспомогательной энергии Vcc, полученное путем выпрямления и сглаживания выходного сигнала обмотки смещения n5 с диодом D1 и конденсатором C1, повышается. . Напряжение Vcc вспомогательной энергии поддерживается на постоянном значении напряжения посредством управления длительностью импульса вспомогательного переключающего элемента 40 секцией 20 управления вспомогательным преобразователем.Подчиненное выходное напряжение V sB вспомогательного преобразователя 80 также возрастает одновременно и регулируется до значения напряжения, полученного путем умножения напряжения вспомогательной энергии Vcc на коэффициент n4: n5 вспомогательного трансформатора. Кроме того, вспомогательный преобразователь 80 продолжает работать до тех пор, пока линия переменного тока не перестанет подавать напряжение в момент t4.

Когда цепь дистанционного включения / выключения включается в момент t2, выход компаратора U21 имеет низкий уровень (L), а транзистор Q2 замыкает выход усилителя ошибки U20 на землю (GND), выключен.Усилитель ошибки U20 сравнивает разделенное значение основного выходного напряжения Vout с первым опорным напряжением Vref21 и усиливает ошибку между ними. Затем усиленный ошибочный сигнал передается на вывод FB обратной связи секции 10 управления основным преобразователем в ИС 45 управления ШИМ через оптопары PC. Затем секция 10 управления основным преобразователем позволяет главному переключающему элементу Q1 выполнять действие включения / выключения для регулирования основного выходного напряжения Vout до постоянного значения.

В момент t3 цепь дистанционного включения / выключения выключается.Затем, поскольку выход усилителя ошибки U20 закорочен на 0 В, усиленный сигнал ошибки не подается обратно на вывод FB обратной связи секции 10 управления основного преобразователя, и основной преобразователь прекращает работу. В момент t4, когда прекращается подача мощности переменного тока из линии, вспомогательный преобразователь 80 также прекращает работу.

На фиг. 3 показано только минимальное количество необходимых выводов ИС 45 ШИМ-управления. Однако также возможно сконструировать ШИМ-управление Ic с высоким напряжением пробоя, имеющее больше функций, путем предоставления вывода для вывода опорного напряжения, вывода для переменной установки частоты колебаний и т. Д.

Преимущественно изобретение приводит к снижению стоимости первичных цепей вспомогательного преобразователя и уменьшению площади упаковки на печатной плате за счет интеграции на одной микросхеме секции управления основного преобразователя, управления вспомогательным преобразователем. секция и вспомогательный переключающий элемент. Кроме того, можно интегрировать элемент, номинал которого соответствует вспомогательному переключению, для использования в качестве вспомогательного переключающего элемента. Это снижает стоимость вспомогательного переключающего элемента по сравнению с ранее использовавшимися стандартными элементами.

Приведенное выше описание иллюстрирует принципы изобретения. Специалисту в данной области будут очевидны их многочисленные расширения и модификации. Все такие расширения и модификации следует рассматривать как находящиеся в пределах сущности и объема изобретения.

DIY самодельный контроллер импульсов мощности

В этом устройстве используется встроенная схема генератора сигналов с широтно-импульсной модуляцией для запуска силового полевого МОП-транзистора.

Схема отлично подходит для управления мощностью, подаваемой на такие устройства, как вентилятор, светодиоды или даже трансформаторы и катушки.Регулируя ширину импульса, вы можете легко контролировать скорость вентилятора, не жертвуя крутящим моментом.

Используемый транзистор не критичен, но обычно следует использовать что-то с номинальными значениями напряжения и тока, подходящими для вашего приложения. У нас есть ряд доступных MOSFET и IGBT. Схема будет работать от источника постоянного тока 6–12 В, а выход может быть выполнен в виде «открытого коллектора» для переключения более высокого напряжения.

Не хотите собрать эту схему DIY PWM самостоятельно? Ознакомьтесь с нашим ассортиментом передовых генераторов импульсов

На этой принципиальной схеме для простоты показана нагрузка (катушка, двигатель и т. Д.), Подключенная к тому же источнику питания, что и остальная часть схемы.Если вам нужно переключить более высокое напряжение, положительный разъем нагрузки можно просто подключить к внешнему источнику питания.

Если цепь будет использоваться с индуктивными нагрузками, к нагрузке следует подключить небольшой конденсатор. Они часто уже установлены на небольших двигателях постоянного тока. Дополнительный компонент, такой как варистор или «диод свободного хода», также рекомендуется, если генератор импульсов управляет высоковольтными трансформаторами обратного хода, такими как катушки зажигания.

Два потенциометра VR1 и VR2 используются для управления частотой и рабочим циклом выхода.VR1 регулирует скорость, с которой C1 заряжается для изменения частоты, в то время как VR2 действует как делитель потенциала, позволяя подавать определенное напряжение на инвертирующий вход IC2. Это напряжение используется для управления шириной импульса на выходе. Выходной рабочий цикл или ширина импульса устройства также могут контролироваться внешним напряжением, таким как микроконтроллеры или аналоговый сигнал. Источник аналогового напряжения можно просто подключить к инвертирующему входу вместо выхода VR2.

Характеристики и характеристики

  • Вход от 9 до 15 В, 10 А
  • Выходная мощность — от 9 до 15 В постоянного тока, прямоугольная форма
  • Выход с открытым коллектором позволяет использовать отдельный источник напряжения для импульсов.
  • Независимое управление частотой и шириной импульса / рабочим циклом
  • Частота регулируется в диапазоне от 0 Гц до 125 кГц (C1 необходимо изменить для полного диапазона)
  • Ширина импульса полностью регулируется от 0% до 100%

У нас есть несколько таких генераторов импульсов, предназначенных для использования с трансформаторами высокого напряжения, которые доступны на странице киберсхем. Они высокого качества, готовые к монтажу на печатной плате, включая большой радиатор и вентилятор, защиту от перегрузки и противоэдс.индуктивная защита. Эти устройства довольно эластичны и идеально подходят для любителей и экспериментов из-за широкого спектра потенциальных применений и долговечности для работы с различными грузами.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *