Последовательное включение транзисторов: Последовательное соединение — транзистор — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

Последовательное соединение — транзистор — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

Последовательное соединение — транзистор

Cтраница 1

Последовательное соединение транзисторов, управляемых сигналами, выдаваемыми триггерами, позволяет использовать один и тот же транзистор, чтобы получить два произведения двух переменных, в которых одна переменная входит общим множителем. Это свойство позволяет экономить элементы.  [1]

Применение последовательного соединения транзисторов в первую очередь позволяет значительно снизить проводимость внутренней обратной связи ( Л12, у12) между входом и выходом схемы, что особенно существенно в области повышенных частот, когда начинает сказываться влияние емкости перехода коллектор-база.  [3]

При последовательном соединении транзисторов в запертом состоянии схемы через сопротивление RK проходит только ток / к обр в отличие от схемы с параллельным включением сопротивления транзисторов, где через RK проходит m токов / к.  [5]

Так как непосредственное последовательное соединение транзисторов представляет определенные трудности ( подробнее — см. § 11 — 4), при повышенных напряжениях питания предпочтительней применение мостовой или полумостовой схемы.  [6]

В случае последовательного соединения транзисторов ток, определяемый выражением ( 1), течет при включении только в базу одного транзистора.  [7]

Следовательно, схема с последовательным соединением транзисторов в зависимости от системы задания логических переменных обеспечивает реализацию двух операций.  [9]

На рис. 6.52 показан трюк с последовательным соединением транзисторов для увеличения напряжения пробоя. Транзистор 7 — i управляет последовательно соединенными транзисторами Т2 — Т4, которые делят между собой большое напряжение между коллектором Т2 и выходом. Одинаковые базовые резисторы выбираются достаточно мальгми, чтобы обеспечить полный выходной ток транзисторов. Заметьте, что резисторы смещения дают некоторый выходной ток, даже когда транзисторы выключены, поэтому должна быть минимальная нагрузка на землю для того, чтобы предотвратить подъем выходного напряжения выше стабилизированного уровня.  [11]

Инвертор выполнен по трехфазной мостовой схеме с последовательным соединением транзисторов по четыре в одном плече моста. Для равномерного распределения напряжения между транзисторами при их закрытом состоянии каждый из них шунтирован сопротивлением Rm; величина Rm принимается равной.  [12]

Логическая схема ИЛИ может быть также построена с последовательным соединением транзисторов

.  [13]

ВВА-схемы так же, как и однотактной АПН-схемы, позволяет исключить последовательное соединение транзисторов или ячеек ПРПА-схемы и поэтому является технически оправданным, несмотря на увеличенную массу основных элементов. При выборе между ПРПА — и ВВА-схемами следует учитывать также некоторое усложнение устройства управления ВВА-схемой в случае регулируемых преобразователей ( см. гл.  [14]

Страницы:      1    2    3

Последовательное соединение полевых транзисторов схема

Последовательное соединение – транзистор

Последовательное соединение транзисторов , управляемых сигналами, выдаваемыми триггерами, позволяет использовать один и тот же транзистор, чтобы получить два произведения двух переменных, в которых одна переменная входит общим множителем. Это свойство позволяет экономить элементы. [1]

Применение последовательного соединения транзисторов в первую очередь позволяет значительно снизить проводимость внутренней обратной связи ( Л12, у12) между входом и выходом схемы, что особенно существенно в области повышенных частот, когда начинает сказываться влияние емкости перехода коллектор-база. [3]

При последовательном соединении транзисторов в запертом состоянии схемы через сопротивление RK проходит только ток / к обр в отличие от схемы с параллельным включением сопротивления транзисторов, где через RK проходит m токов / к. [5]

Так как непосредственное последовательное соединение транзисторов представляет определенные трудности ( подробнее – см. § 11 – 4), при повышенных напряжениях питания предпочтительней применение мостовой или полумостовой схемы. [6]

В случае последовательного соединения транзисторов ток, определяемый выражением ( 1), течет при включении только в базу одного транзистора. [7]

Следовательно, схема с последовательным соединением транзисторов в зависимости от системы задания логических переменных обеспечивает реализацию двух операций. [9]

На рис. 6.52 показан трюк с последовательным соединением транзисторов для увеличения напряжения пробоя. Транзистор 7 – i управляет последовательно соединенными транзисторами Т2 – Т4, которые делят между собой большое напряжение между коллектором Т2 и выходом. Одинаковые базовые резисторы выбираются достаточно мальгми, чтобы обеспечить полный выходной ток транзисторов. Заметьте, что резисторы смещения дают некоторый выходной ток, даже когда транзисторы выключены, поэтому должна быть минимальная нагрузка на землю для того, чтобы предотвратить подъем выходного напряжения выше стабилизированного уровня. [11]

Инвертор выполнен по трехфазной мостовой схеме с последовательным соединением транзисторов по четыре в одном плече моста. Для равномерного распределения напряжения между транзисторами при их закрытом состоянии каждый из них шунтирован сопротивлением Rm; величина Rm принимается равной. [12]

Логическая схема ИЛИ может быть также построена с последовательным соединением транзисторов . [13]

ВВА-схемы так же, как и однотактной АПН-схемы, позволяет исключить последовательное соединение транзисторов или ячеек ПРПА-схемы и поэтому является технически оправданным, несмотря на увеличенную массу основных элементов. При выборе между ПРПА – и ВВА-схемами следует учитывать также некоторое усложнение устройства управления ВВА-схемой в случае регулируемых преобразователей ( см. гл. [14]

Одним из наиболее распространенных требований при доработке источ­ников питания является увеличение выходного тока или мощности. Часто это может быть связано со стоимостью и трудностями при проектирова­нии и изготовлении нового источника. Рассмотрим несколько способов увеличения выходной мощности существующих источников.

Первое, что вообще приходит на ум, — параллельное включение мощных транзисторов. В линейном стабилизаторе это относилось бы к проходным транзисторам или, в некоторых случаях, к параллельным стабилизирующим транзисторам. В таких источниках простое соедине­ние одноименных выводов транзисторов обычно не дает практических результатов из-за неравномерного распределения тока между транзисто­рами. При повышении рабочей температуры неравномерное распределе­ние нагрузки становится еще большим до тех пор, пока практически весь ток нафузки не потечет через один из транзисторов. Предложен­ный вариант может быть реализован при условии, что параллельно со­единенные транзисторы имеют совершенно идентичные характеристики и работают при одинаковой температуре. Такое условие практически не реализуемо из-за относительно больших разбросов в характеристиках биполярных транзисторов.

С другой стороны, если в линейном стабилизаторе используются мощные МОП-транзисторы, простое их запараллеливание работать бу­дет, потому что эти устройства имеют температурные коэффициенты другого знака по сравнению с мощными биполярными транзисторами и не будут подвергаться сильному нафеву или перераспределению тока. Но МОП-транзисторы использовались чаще в ИИП, чем в линейных стабилизаторах (наше рассмотрение этих не импульсных стабилизаторов дает некоторое понимание проблем параллельного включения транзис­торов и в импульсных стабилизаторах).

Рис. 17.24 показывает, как осуществлять параллельное включение транзисторов в линейном или импульсном источнике питания. Резисто­ры с небольшим сопротивлением, включенные в цепи эмиттеров бипо­лярных транзисторов, обеспечивают индивидуальное смещение между базой и эмиттером, что препятствует возможности увеличения доли тока, протекающего через какой-либо из транзисторов. Хотя примене­ние этих так называемых балластных эмиттерных резисторов очень эффективно при опасном перераспределении токов или повышении тем­пературы, следует использовать самое минимальное сопротивление ре­зисторов, которое достаточно для этой цели. В противном случае будет рассеиваться заметная мощность, что особенно нежелательно в импуль­сных стабилизаторах, где основным достоинством является высокий к.п.д. Не удивительно поэтому, что балластные эмиттерные резисторы имеют сопротивления порядка 0,1 Ома, 0,05 Ома или меньше, а факти­ческая величина будет, конечно, зависеть прежде всего от тока эмиттера конкретного источника. В качестве оценки можно принять величину 1//, где / – максимальный ток эмиттер (или коллектора).

Вместо эмиттерных резисторов, иногда можно выравнить распреде­ление тока в параллельно соединенных биполярных транзисторах, включая несколько более высокоомные резисторы в цепь базы. Они обычно имеют сопротивление от 1 до 10 Ом. Хотя полное рассеяние мощности в этом случае меньше, но эффективность ниже, чем при ис­пользовании эмиттерных резисторов.

Рис. 17.24. Способ параллельного включения мощных биполярных транзисторов. Любая попытка отдельного транзистора пропускать больший ток или перегреться предотвращается благодаря напряжению смещения на его эмиттерном резисторе.

В импульсном стабилизаторе недостаточно просто позаботиться о распределении тока в описанных статических условиях; во внимание не­обходимо также принять динамику процесса переключения. Это требует большего внимания к согласованности транзисторных характеристик. Практически обнаружено, что два мощных транзистора одного и того же типа и названия могут вести себя при переключении по-разному, один из них может быть несколько медленнее, чем другой. Хотя опасность такого расхождения можно свести на нет введением балластных эмит­терных резисторов, их сопротивления, возможно, придется выбирать до­статочно высокими по сравнению со случаем, когда характеристики транзисторов близки. Однако даже если динамические характеристики отдельных транзисторов в параллельном соединении достаточно близки.

влияние неравной длины проводников или неидентичная разводка могут вызывать существенные различия в рассеиваемой мощности.

Чаще всего оказывается, что можно удвоить выходную мощность, соединив параллельно два биполярных транзистора и, скорее всего, не потребуется модернизировать задающий каскад. Однако в других случа­ях, вероятно, будет необходим больший ток от задающего устройства. Таким образом, при трех, четырех или большем числе выходных транзи­сторов в задающем каскаде также потребуется параллельное соединение транзисторов. Иногда оказывается, что в задающем устройстве целесо­образнее применить транзистор с большей номинальной мощностью.

Мощные МОП-транзисторы можно включать параллельно без балласт­ных резисторов. Часто четыре или больше таких транзисторов могут рабо­тать от задающего каскада, который работал с одним транзистором. Однако метод, показанный на рис. 17.25, рекомендуется для предупреждения пара­зитных колебаний в диапазоне метровых и дециметровых волн. С феррито-выми бусинками может потребоваться некоторое экспериментирование. Ча­сто эффективное затухание обеспечивается введением двух или трех витков провода. Другой метод предлагает использовать небольшие пленочные рези-стсфы с сопротивлением от 100 до 1000 Ом в цепи затвора. Стабилитроны, показанные на рис. 17.25, включены в структуры специально разработанных МОП-транзисторов. Другие МОП-транзисторы не имеют такой защиты зат­вора, но метод параллельного включения остается тем же самым.

Рис. 17.25. Способ параллельного включения мощных МОП-тран­зисторов. Это простой путь увеличить нагрузочную способность по току как импульсных, так и линейных стабилизаторов. Ферритовая бусинка в цепи затвора подавляет высокочастотную паразитную гене­рацию. Стабилитроны находятся внутри транзисторов. Siliconix.

Мощный импульсный каскад на МОП-транзисторе может применяться также в последовательной схеме, чтобы обеспечить более высокое напря­жение на выходе. Схема такого устройства изображена на рис. 17.26 для двух транзисторов, но их количество может быть и больше. Интересной чертой этого метода является то, что входной сигнал подается только на один МОП-транзистор. Происходит это потому, что на затворе другого

МОП-траНзистора имеется напряжение +15 В относительно земли; этот МОП-транзистор готов проводить, как только цепь его истока оказывается замкнутой запускаемым МОП-транзистором. Такая конструкция позволяет удвоить мощность, подводимую к нагрузке по сравнению с той которую можно получить от одного МОП-Транзистора; в то же самое время каждый МОП-транзистор работает в пределах номинального напряжения между стоком и истоком. /?С-цепь в цепи затвора верхнего МОП-транзистора осу­ществляет динамическую балансировку напряжений на затворах двух МОП-транзисторов. В первом приближении RC должно равняться В2С2,

Рис. 17.26. Последовательное соединение мощных МОП-транзисторов для удвоенного рабочего напряжения. Этот метод можно распрост­ранить на большее число мощных МОП-транзисторов. Обратите вни­мание, что сигнал запуска поступает только на один затвор. Хотя пока­занный специализированный мощный МОП-транзистор имеет внутренний стабилитрон, большинство других его не имеют. Siliconex.

Поскольку появились мощные высоковольтные МОП-транзисторы, последовательная конфигурация не используется как раньше, когда эти транзисторы только стали конкурентоспособными с биполярными тран­зисторами. Кроме того, свойственная им легкость работы в параллель­ном режиме исключает трудности при расчете схем. Параллельная кон­фигурация проще в реализации, потому что легче обеспечить одинаковые температурные условия, которые требуется в обеих схемах для опти­мальной работы. Последовательный вариант может быть выбран в сис­темах, где постоянное рабочее напряжение превышает номинальное значение для одного МОП-транзистора.

Мало того, что некоторые мощные МОП-транзисторы содержат во входной цепи эквивалент стабилитрона для защиты затвора, изготовите­ли этих устройств могут включить в выходную цепь «фиксирующий» диод. По этой причине во многих ИИП и схемах управления двигателя­ми, использующих мощные МОП-транзисторы не включают обычный фиксирующий диод, который используется в схеме с биполярным тран­зистором. Это можно отнести к дополнительным достоинствам, так как уменьшается число используемых компонент и снижается стоимость. Когда для увеличения допустимой мощности применяется параллельное соединение, это может быть особенно существенно, потому что не тре­буется рассчитанного на большие токи, дорогого «внешнего» диода. Однако следует изучить технические условия изготовителя, чтобы уста­новить, подходит ли для конкретного применения используемое устрой­ство. В некоторых случаях может понадобиться внешний диод Шотки или диод с малым временем восстановления, чтобы обеспечить очень высокую скорость переключения индуктивных нагрузок.

Способ повышения выходной мощности с использованием комплемен­тарных транзисторов уже упоминался на примере биполярных транзисто­ров (рис. 2.8 и 2.12). До недавнего времени простые схемы и хорошие ха­рактеристики этого метода были доступны только при использовании биполярных мощных транзисторов, где имелись согласованные пары прп и рпр транзисторов.-канальных МОП-транзисторов. Поэтому можно ожидать, что дру­гие компании скоро будут торговать устройствами, содержащими пару комплементарных МОП-транзисторов для импульсных применений.

Еще одна схема, в которой складываются мощности, показана на рис. 17.27. Здесь выходы идентичных выходных каскадов соединены последова­тельно, что позволяет эффективно объединять возможности транзисторов без применения балластных резисторов. Это прекрасный способ обойтись без мощных транзисторов, работающих с более высокими напряжениями или номинальными токами, – такие устройства могут быть или недоступ­ны или очень дороги. Это устройство лучше рассмотреть на начальном этапе конструирования инвертора или стабилизированного источника, тогда будет легко определить входные и выходные обмотки трансформа­торов. Фазирование вторичных обмоток выходных трансформаторов дол­жно быть таким, чтобы выходные напряжения складывались. Относитель­но легко получить равный вклад токов от мощных транзисторов и хорошо, если все транзисторы работают при одной и той же температуре. Обычно это достигается путем применения общего радиатора. В этом от­ношении схема с общим коллектором, а не показанная на рисунке схема с общим эмиттером, более предпочтительна, поскольку не требуется ни­какой изоляции между корпусом транзистора и радиатором.

Рис. 17.27. Схема удвоения выходной мощности инвертора или им­пульсного стабилизатора. Этот метод не требует дорогих или недо­ступных высоковольтных или предназначенных для работы при больших токах транзисторов. В отличие от схем с параллельным включением транзисторов здесь не требуются балластные резисторы, рассеивающие мощность.

К недостаткам этого метода можно отнести высокую стоимость, а также увеличенные габариты и вес. Это справедливо потому, что два трансформатора дороже, чем один, имеющий вдвое большую номиналь­ную мощность. Габариты двух трансформаторов будут, как правило, превышать размеры одного трансформатора той же мощности. Суще­ственны или нет эти факторы зависит, конечно, от конкретных обстоя­тельств, связанных с особенностями системы.

Хотя на рис. 17.27 показаны два выходных каскада, объединять можно и большее число каскадов. Но основную идею, предлагаемую здесь, не сле­дует путать с вариантом, показанным на рис. 2.10, где используется один выходной трансформатор, а пары выходных транзисторов соединены пос­ледовательно по отношению к источнику постоянного напряжения. Схема на рис. 17.27 предпочтительнее для инверторов с внешним возбуждением и ИИП, а схема на рис. 2-10 лучше подходит для реализации инвертора с на­сыщаемым сердечником. В схеме, приведенной на рис. 17.27, можно ис­пользовать один сердечник для всех входных трансформаторов и один для выходных. Конечно, это так, однако использование отдельных трансфор­маторов, как показано на рисунке, представляется наиболее разумным для испытаний, оценки возможностей, измерения и эксплуатации.

Примером гибкости схемы на рис. 17.27 является возможность исполь­зовать в качестве одной из пар мощные /?/7/?-транзисторы. Хотя это не при­водит к схеме с комплементарными транзисторами в обычном смысле, но в некоторых случаях оказывается проще получить требуемую суммарную мощность. По переменному току функционирование схемы не изменилось.

Интересный способ удвоить выходной ток и, поэтому, выходную мощность одно-транзисторного импульсного стабилизатора, показан на рис. 17.28. Сигнал на дополнительный переключающий транзистор Q2 поступает со сдвигом на 180** по отношению к сигналу, поступающему на основной транзистор Q. Этот сдвиг фазы осуществляется с помо­щью трансформатора 71. Хотя отношение числа витков первичной и вторичной обмоток можно взять равным 1, низкие входные сопротив­ления транзисторов обычно требуют для получения оптимальных ре­зультатов использовать понижающий трансформатор. В этом случае вторичная обмотка с отводом от середины обеспечит более низкое на­пряжение на базе каждого транзистора, чем имеющееся на первичной обмотке. (Это, кроме того, снижает вероятность обратного пробоя эмиттерных переходов транзисторов. Полезным может оказаться вклю­чение в цепь базы (на рисунке не показано) резистора с малым сопро­тивлением.)

Потребуется также катушка индуктивности L2 аналогичная катуш­ке L, Дополнительный «фиксирующий» диод D2 идентичен диоду D. Удвоение выходного тока стабилизатора не единственное, что дает до­полнительный переключающий транзистор. В этой схеме удваивается частота пульсаций и вдвое уменьшается их амплитуда. Таким образом, с прежней емкостью выходного конденсатора С1 на выходе стабилиза­тора имеем более чистое постоянное напряжение. Другой вариант со­стоит в том, чтобы сохранить характеристики одно-транзисторной схе­мы, уменьшая емкость конденсатора С1. Этот вариант позволяет несколько сократить габариты и стоимость. Если следовать этой мето­дике на начальной стадии проектирования, то можно выбрать менее дорогие переключающие транзисторы, потому что каждый должен бу­дет переключаться с частотой, равной половине частоты пульсаций на выходе.

Рис. 17.28. Метод удвоения выходного тока импульсного стабили­затора. Этот метод обеспечивает не только увеличение выходной мощ­ности, но и уменьшает пульсации выходного напряжения. (А) Упро­щенная схема обычного импульсного стабилизатора. (В) Моди­фицированная схема для удвоения выходного тока.

Чтобы воспользоваться достоинствами этой схемы, нестабилизиро­ванный источник постоянного напряжения должен, конечно, обеспечи­вать ток, вдвое больший требуемого для одно-транзисторного стабили­затора. Схемы на рис. 17.28 А и В представляют собой стабилизаторы с внешним возбуждающим сигналом, имеющим фиксированную частоту. Если применять этот метод в автоколебательном стабилизаторе, то мо­гут встретиться некоторые трудности и, естественно, потребуется экспе­риментальная доводка. Связано это с тем, что частота пульсаций, ис­пользуемых в цепи обратной связи, вдвое выше частоты переключений.

26.11.2016, 15:10
Непонятное соединение транзисторов Здравствуйте. Вот, наткнулся на схему, которая мне не очень понятна. А именно часть с «сеткой» из. Параллельное соединение аккумуляторов Всем привет, начинающий самоучка, так что пинайте не сильно). В общем стоит вопрос параллельного. Последовательное и параллельное соединение резисторов 1. R1=R2= 15 Ом R3=R6= 20 Oм R4=R5= 17.5 Ом R7= 12 Ом Определить Rab-? RC параллельное соединение При подаче постоянного напряжения ток первым делом потечет на конденсатор, т.к. его сопротивление. Параллельное соединение проводников Дано: R_1= 5 Ом, R_2= 25 Ом, R_3= 160 Ом, R_4= 25 Ом, R_5= 70 Ом, R_6= 30 Ом, V_1= 32 В Найти.
26.11.2016, 15:14	2
26.11.2016, 15:19	3
26.11.2016, 15:19	4
26.11.2016, 15:19
26.11.2016, 15:23	5
26.11.2016, 15:31	6
26.11.2016, 15:43	7
26.11.2016, 16:07	8
26.11.2016, 16:11	9
27.11.2016, 12:24	10
Тоже голову ломаю – как лучше и правильнее сделать. Это стабилизатор тока + ключ. На вход «+» операционника подается опорное напряжение. Q3 и Q4 в купе с операционником должны поддерживать заданный ток I=Vопорное/R23. Сейчас на схеме истоки полевиков разделены, и напряжение обратной связи для операционника снимается с одного резистора. Транзистор Q1 – ключ. Частота переключений – 56 КГц Или лучше истоки полевиков соединить? А как правильно рассчитать сопротивление на затворе ключа? На затворах Q3 и Q4? R26 вообще нужен? Если нужен – какого номинала?
27.11.2016, 14:13	11
лучше поставить на управление каждым полевиком свой ОУ, иначе при значительном разбросе напряжения открывания разницы напряжений на резисторах в истоках уже не хватит для выравнивания тока. Подробней про линейный режим полевиков: http://www.irf.som/technical-info/appnotes/an-1155.pdf http://top-50.ru/posts/858394-0a09f8ec6 . 7085fc9ecd Так, чтобы ток не превысил предельного для драйвера. Если всё-же управлять от одного ОУ, то лучше их номиниал увеличить до номинального тока выхода ОУ, а R26 убрать. К стати вопрос, а зачем Q1? не проще ли дёргать 3 ногу ОУ, а лучше сделать регулировку тока ШИМмом.
27.11.2016, 16:22	12
Спасибо за совет. Но нужно регулировать именно ток, а не скважность. Второй операционник – можно попробовать (найти микруху с двумя ОУ), но усложнит разводку сильно. Транзисторы одной марки. Подключены как повторители напряжения. Резисторы – 1%. Будет сильный разброс? Пусть даже 20% разница в токе будет – не критично. Контроллером дергать 3-ю ногу операционника проблематично. Если только тот же ключ туда посадить и на землю ключевать. Но что это даст?
27.11.2016, 17:58	13
Просто соединить одинаковые выводы вместе. Режим линейный, поэтому резисторы в затвор и/или исток какого-либо смысла не имеют. Это ведь не биполяры, а полевики, у которых позитивный коэффициент сопротивления канала при нагреве. Возможный разброс по току в транзисторах зависит от разницы сопротивления канала при заданной температуре. Потом в процессе работы транзисторы прогреются до несколько отличающейся температуры и токи через транзисторы +- выровняются. У транзисторов на схеме диапазон в даташите не указан, только максимальное значение, поэтому прикинуть разброс на вскидку не получится.

Все своими руками Параллельное включение транзисторов

Опубликовал admin | Дата 19 ноября, 2013

     Одним из наиболее распространенных требований при разработке или доработке источников питания является увеличение его выходного тока.

В таких источниках простое соединение одноименных выводов транзисторов обычно не дает практических результатов из-за неравномерного распределения тока между транзисторами. При повышении рабочей температуры неравномерное распределение тока между транзисторами становится еще большим до тех пор, пока практически весь ток нагрузки не потечет через один из транзисторов.

Предложенный вариант на рисунке 1 может быть реализован при условии, что параллельно соединенные транзисторы имеют совершенно идентичные характеристики и работают при одинаковой температуре. Такое условие практически не реализуемо из-за относительно больших разбросов характеристик биполярных транзисторов. Рис. 2 показывает, как осуществлять параллельное включение транзисторов в линейном источнике питания. При таком включении нужно стремиться использовать транзисторы с близкими параметрами Вст. Транзисторы большой мощности при этом должны устанавливаться на один теплоотвод. Для дополнительного выравнивания токов в данной схеме в цепях эмиттеров применены резисторы R1 и R2. Сопротивление резисторов следует выбирать исходя из падения напряжения на них в интервале рабочих токов, около 1 вольта или, по крайней мере, — не менее 0,7 вольта. Данная схема должна применяться с большой осторожностью, так как даже транзисторы одного типа и из одной партии выпуска имеют очень большой разброс по параметрам. Выход из строя одного из транзисторов неизбежно приведет к выходу из строя и других транзисторов в цепочке. При параллельном включении двух транзисторов максимальный суммарный ток коллектора не должен превышать 150 процентов от предельного тока коллектора одного из транзисторов! Количество транзисторов, включенных по этой схеме, может быть сколько угодно большим — все зависит от степени необходимой надежности устройств, в которых применяется такое включение транзисторов и допустимого КПД всего устройства, так как на резисторах выделяется отнюдь не маленькая тепловая мощность. На схемах нарисованы р-n-p транзисторы, естественно все сказанное будет справедливо и для n-p-n транзисторов.

     Статический коэффициент усиления по току такого каскада равен коэффициенту усиления одного транзистора, так как общий ток управления равномерно распределяется между базами транзисторов. Значительно большее усиление можно получить, если включить транзисторы по схеме, показанной на рис. 3. Такое включение транзисторов напоминает известный составной транзистор, но отличается от него наличием резистора R, подбираемого экспериментально. Правильно выбранное сопротивление R обеспечивает равномерное распределение общего тока коллектора между транзисторами при одновременном увеличении общего коэффициента усиления. Увеличение коэффициента усиления объясняется тем, что весь ток управления сначала усиливается транзистором VT1, а затем часть тока эмиттера этого транзистора дополнительно усиливается транзистором VT2. Преимущества включения двух транзисторов по схеме рис. 3 были выявлены при сравнительной экспериментальной проверке обоих вариантов схем. Обе схемы были поочередно собраны на одних и тех же экземплярах транзисторов П217В. Общий ток коллектора устанавливался равным 2 А в обоих случаях. В случае параллельного включения транзисторов, (рис. 2) равномерное распределение тока между транзисторами, было достигнуто при сопротивление резисторов R1 и R2 равном 0,69 Ом. При этом ток базы равнялся 44 мА, напряжение между эмиттером и коллектором — 4В. Во втором случае (рис. 3) равномерное распределение тока между транзисторами удалось получить при сопротивлении резистора R, равное 0,2 Ом, а то же напряжение между эмиттером и коллектором (4В) — при токе базы 20 мА. Таким образом, схема рис. 3 имеет вдвое больший статический коэффициент усиления и обладает более высоким КПД. Такая схема может быть использована и для соединения транзисторов с различными видами приводимости (рис. 4), что невозможно осуществить при включении транзисторов по схеме рис. 2. Усилитель по схеме рис. 4 был собран на транзисторах П306 и П701. Общий ток устанавливался равным 0.4 а. Сопротивление резистора R равно 8 ОМ. При токе базы, равном 7 мА, напряжение между эмиттером и коллектором составило 7В.

Используемые информационные источники
1. http://radiocon-net.narod.ru/page16.htm
2. РАДИО № 5 1972г

Обсудить эту статью на — форуме «Радиоэлектроника, вопросы и ответы».

Просмотров:36 477

6.07. Специальные вопросы проектирования сильноточных источников питания

Cтабилизаторы напряжения и источники питания

Проектирование теплоотвода мощных схем

Использование отдельных нестабилизированных источников для питания сильноточных цепей. Как уже упоминалось в разд. 6.03, хорошо, как правило, использовать отдельный источник для стабилитрона в мощном источнике питания. Таким путем рассеивание мощности на проходном транзисторе можно свести к минимуму, поскольку нестабилизированное напряжение, которое подается на проходной транзистор, может быть выбрано точно таким, какое нужно для достаточного «запаса сверху» (стабилизаторы типа 723 имеют для этой цели выводы питания U

+). Например, стабилизатор, дающий на выходе +5 В. 10 А, может работать от входного напряжения 10 В с размахом пульсаций около 1-2 В и отдельного источника питания +15 В для питания элементов стабилизатора (опорный источник, усилитель ошибки и т.д.). Как говорилось выше, нестабилизированное входное напряжение должно быть выбрано достаточно большим в расчете на наихудший случай напряжения в силовой линии переменного тока (200 В), а также на допуски параметров трансформатора и конденсатора.

Линии связей. Для источников питания с большим выходным током или источников прецизионного напряжения следует тщательно продумать линии соединений в самом стабилизаторе и между стабилизатором и его нагрузкой. Если несколько различных приборов работают в качестве нагрузки одного стабилизатора, то все они должны присоединяться к источнику питания в точке, в которой подключен и датчик выходного напряжения стабилизатора, иначе флуктуации тока в одной из нагрузок повлияют на напряжение, поступающее к остальным нагрузкам (рис. 6.10).

Рис. 6.10. Заземление питания в общей точке («Мекка» заземления).

В действительности хорошо иметь, как показано на схеме, общую точку заземления («Мекка») для нестабилизированного питания, опорного источника и т.д. Проблему падения напряжения в соединительных проводах между источником питания и нагрузкой с большим током иногда можно решить путем вынесения измерительных элементов: клеммы, ведущие обратно к усилителю ошибки и опорному источнику, выводятся отдельно на клеммную колодку источника питания и могут или присоединяться к выходам стабилизированного напряжения прямо на этом месте (обычный способ), или от них могут быть проложены шины дальше и присоединены к нагрузке рядом с выводами напряжения питания (этот способ требует наличия четырех проводов, два из которых должны быть рассчитаны на большие токи нагрузки). У большинства серийных источников питания имеется перемычка на задней стенке, соединяющей измени тельные входы стабилизатора с его выходом, которую можно убрать для «вынесения» измерительных входов. Аналогично включаются четырехпроводные резисторы для измерения тока нагрузки при построении источников питания с точно удерживаемым постоянным значением тока в нагрузке. Более подробно об этом описано в разд. 6.24.

Параллельное включение проходных транзисторов. Если от источника питания требуются большие значения выходного тока, то приходится применять несколько проходных транзисторов, соединенных параллельно. При этом из-за разброса параметра U_бэ приходится последовательно с эмиттером каждого из них ставить небольшой резистор, как показано на рис. 6.11. Эти резисторы приблизительно одинаково распределяют ток между проходными транзисторами. Значение R выбирается таким, чтобы падение напряжения на резисторе было ~ 0.2 В при максимальном значении выходного тока. Мощные ПТ могут быть соединены параллельно без дополнительных элементов благодаря отрицательному наклону зависимости их тока стока от температуры (рис. 3.13).

Рис. 6.11. Применение «балластных» эмиттерных резисторов при параллельном включении мошны биполярных транзисторов.

Область безопасной работы (ОБР). Последнее замечание о мощных транзисторах: явление, известное как «лавинный пробой», ограничивает одновременно и ток, и напряжение, которое может быть приложено к любому конкретному транзистору, поэтому изготовителем указывается область безопасной работы (это совокупность диапазонов безопасных напряжений при данном токе в зависимости от времени его протекания). Лавинный пробой связан с образованием «горячих точек» в транзисторных переходах и возникающем вследствие этого неравномерном распределении полного тока нагрузки. Этот факт накладывает на ток коллектора более жесткие ограничения, чем максимум рассеиваемой мощности (кроме случаев малых напряжений между коллектором и эмиттером). На рис. 6.12 показана область безопасной работы для широко применяемого транзистора 2N3055. При U_кэ > 40 В лавинный пробой ограничивает постоянный ток коллектора до величин меньших, чем позволяет максимальное значение рассеиваемой мощности (115 Вт). На рис. 6.13 показана область безопасной работы для двух подобных друг другу мощных высокочастотных транзисторов: биполярного n-p-n — транзистора 2N6274 и n — канального МОП — транзистора VNE003A. При U_кэ > 10 В лавинный пробой ограничивает постоянный ток коллектора n-p-n — транзистора значениями, соответствующими мощности рассеяния меньшей, чем максимально допустимая паспортная величина 250 Вт. Эта проблема не столь серьезна для коротких импульсов и фактически перестает просматриваться при длительности импульсов менее 1 мс. Обратите внимание на то, что МОП — транзистор не подвержен лавинному пробою; его ОБР ограничена максимально допустимым током (ограничение вносит сечение проводников, а их сопротивление для коротких импульсов тока выше, чем на постоянном токе), допустимой мощностью рассеяния и максимально допустимым напряжением затвор-исток. Более подробно об этом сказано в гл. 3, там где рассматриваются мощные транзисторы.

рис. 6.12. Область безопасной работы мощного биполярного транзистора 2N3055 (с разрешения Motorola, Inc.), — — — ограничен сечением выводов: температурное ограничение Т_к = 250°С (отдельные импульсы), ^_____ ограничение лавинного пробоя

Рис. 6.13. Сравнение ОБР мощного биполярного n-p-n — транзистора и n — канального МОП — транзистора. — — — 2N6274 (прп): ^_____ (n — канальный МОП) VNE003A

Нестабилизированные источники питания

Схема последовательного соединения птуп-транзисторов

Данное изобретение относится к области электронной схемотехники, в частности к переключающему устройству с последовательным соединением ПТУП-транзисторов (полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом), тип которого указан в ограничительной части пункта 1 формулы изобретения.

Уровень техники

В качестве силовых выключателей или переключающих устройств, рассчитанных на работу при высоких напряжениях, можно использовать электронные коммутационные устройства с каскадным или последовательным включением транзисторов. В патентных документах, например, US 6822842 и DE 19926109 такие переключающие устройства называют каскодными схемами. Эти схемы основаны на особом соединении МОП-транзистора М и по меньшей мере одного ПТУП-транзистора J_i (см. фиг.1). Переключатели подсоединяются между первым выводом 1 и вторым выводом 2 и управляются через управляющий вывод 7 МОП-транзистора М. В таком переключающем устройстве, рассчитанном на работу при высоких напряжениях и основанном на каскодной схеме, предусматривают использование нескольких последовательно включенных ПТУП-транзисторов J₂…J_j, чтобы за счет этого достичь высокого запирающего напряжения. При этом чтобы обеспечить защиту указанных ПТУП-транзисторов, к выводам затворов этих транзисторов подсоединяют диоды, а именно защитные диоды D₁-D₅, работающие в запирающем режиме. Защитные диоды соединяют между собой выводы затворов ПТУП-транзисторов, или говоря другими словами, каждый из них подсоединен между соответствующим выводом затвора и общим выводом 1, имеющим потенциал земли, с которым также соединен МОП-транзистор. Принцип действия защитных диодов D₁-D₅ для защиты ПТУП-транзисторов раскрыт в патенте US 6822842.

Из-за разной или слишком высокой емкости перехода защитных диодов D₁-D₅ на ПТУП-транзисторах может возникнуть неравномерное распределение запирающего напряжения. В частности, на самом верхнем ПТУП-транзисторе J₆ (см. фиг.1) присутствует емкость, отличающаяся от емкостей, имеющихся на выводах затворов нижних ПТУП-транзисторов. Такая неодинаковая нагрузка выводов затворов может сильно повлиять на динамическое распределение запирающего напряжения и привести к тому, что самый верхний транзистор возьмет на себя все напряжение между выводами, и в самом неблагоприятном случае он даже может разрушиться.

Сущность изобретения

В связи с вышесказанным задача данного изобретения заключается в том, чтобы создать такое переключающее устройство с последовательным соединением ПТУП-транзисторов вышеназванного типа, которое лишено перечисленных недостатков.

Эта задача решена путем разработки переключающего устройства с последовательным включением ПТУП-транзисторов, характеризующегося признаками пункта 1 формулы изобретения.

Предложенное переключающее устройство для переключения тока между первым выводом и вторым выводом содержит по меньшей мере два последовательно соединенных ПТУП-транзистора, из которых самый нижний ПТУП-транзистор соединен с первым выводом или соединен с первым выводом через последовательно включенные управляющие выключатели. Имеется по меньшей мере один дополнительный ПТУП-транзистор, последовательно соединенный с самым нижним ПТУП-транзистором, причем ПТУП-транзистор, наиболее удаленный от самого нижнего ПТУП-транзистора и называемый самым верхним ПТУП-транзистором, через свой вывод стока соединен с указанным вторым выводом. Между выводами затворов ПТУП-транзисторов и первым выводом подключена стабилизирующая схема для стабилизации напряжения затворов ПТУП-транзисторов. При этом между выводом затвора самого верхнего ПТУП-транзистора и вторым выводом подключена дополнительная схема, которая подтягивает потенциал на выводе затвора самого верхнего ПТУП-транзистора к потенциалу на выводе стока этого транзистора и уменьшает разность потенциалов.

Благодаря этому при включенном самом верхнем ПТУП-транзисторе напряжение на затворе поддерживается на уровне, немного превышающем или предпочтительно равном напряжению на выводе истока. В результате, при выключении самый верхний ПТУП-транзистор остается во включенном состоянии дольше, чем без дополнительной схемы. Благодаря этому обстоятельству предотвращается ситуация, при которой все напряжение между первым и вторым выводом приходится на самый верхний ПТУП-транзистор.

При помощи цепи, содержащей стабилизирующую схему и дополнительную схему, вышерасположенные ПТУП-транзисторы при выключении выключаются медленнее, а включаются быстрее, чем нижерасположенные ПТУП-транзисторы, и предпочтительно имеют синхронные моменты включения.

Таким образом, благодаря всей цепи, состоящей из стабилизирующей схемы и дополнительной схемы, балансируется и стабилизируется динамическое распределение запирающего напряжения силового выключателя, основанного на последовательно включенных транзисторах.

Вообще говоря, стабилизирующая схема может для каждого ПТУП-транзистора сама по себе отводить задаваемый ток между выводом его затвора и первым выводом. Дополнительная схема вместе со стабилизирующей схемой создает симметричную нагрузку по напряжению для выводов затворов последовательно включенных ПТУП-транзисторов.

Схему последовательного соединения ПТУП-транзисторов можно реализовать с обеспечением управления самого нижнего ПТУП-транзистора по каскодной схеме. При этом схема последовательного соединения содержит управляющий выключатель, например, МОП-транзистор, подключенный между первым выводом и самым нижним ПТУП-транзистором. В альтернативном случае ПТУП-транзисторами можно управлять по-другому, например, при помощи схемы управления, воздействующей непосредственно на вывод затвора самого нижнего ПТУП-транзистора.

Временную характеристику пассивного управления самым верхним ПТУП-транзистором, если управление осуществляется посредством одного или нескольких дополнительных диодов, можно регулировать, изменяя общую емкость переходов этих последовательно включенных дополнительных диодов. Емкость переходов можно регулировать, меняя количество последовательно включенных дополнительных диодов и/или параметры отдельных дополнительных диодов. Общее запирающее напряжение или напряжение пробоя одного или нескольких диодов между стоком и затвором самого верхнего ПТУП-транзистора выбирают так, чтобы оно было по меньшей мере приблизительно равно соответствующим значениям для остальных ПТУП-транзисторов.

В еще одном предпочтительном варианте изобретения емкость переходов дополнительных диодов поддерживают небольшой, вместо этого посредством отдельных элементов, например конденсаторов, регулируют емкость между вторым выводом и затвором самого верхнего ПТУП-транзистора (а также остальных ПТУП-транзисторов). Благодаря такой дополнительной симметризирующей схеме можно оптимизировать и ускорить переходные процессы при переключении. Соответственно, симметризирующая схема имеет RC-цепочку, расположенную между затворами ПТУП-транзисторов и первым выводом. Например, затворы каждых следующих друг за другом ПТУП-транзисторов соединены через последовательно включенный резистор и дополнительный конденсатор, а затвор самого верхнего ПТУП-транзистора посредством дополнительной RC-цепочки, предпочтительно той же структуры, соединен со вторым выводом.

В другом предпочтительном варианте изобретения затвор каждого ПТУП-транзистора, за исключением самого нижнего ПТУП-транзистора, посредством последовательно подключенных резистора и конденсатора соединен с первым выводом, при этом затвор самого верхнего ПТУП-транзистора соединен со вторым выводом посредством дополнительной схемы, предпочтительно дополнительной RC-цепочки, состоящей из последовательно соединенных резистора и дополнительного конденсатора.

В еще одном предпочтительном варианте изобретения затвор каждого ПТУП-транзистора, за исключением самого нижнего ПТУП-транзистора, посредством последовательно включенных резистора и конденсатора соединен с первым выводом, при этом затворы ПТУП-транзисторов посредством одного или нескольких диодов соединены со вторым выводом. Кроме того, затвор самого верхнего ПТУП-транзистора соединен со вторым выводом посредством дополнительной схемы, предпочтительно дополнительной RC-цепочки, состоящей из последовательно соединенных резистора и дополнительного конденсатора.

В других предпочтительных вариантах изобретения предусмотрен резистор для демпфирования, который используется не для каждого из конденсаторов (или для дополнительного конденсатора), а только для одного или нескольких конденсаторов, предпочтительно в вышерасположенных ПТУП-транзисторах.

В принципе в симметризирующей схеме возможно также параллельное включение резисторов и конденсаторов, однако такая конфигурация сопряжена со статическими потерями вследствие возникающего статичного делителя напряжения.

Симметризирующая схема предпочтительно выполнена таким образом, что переходные процессы, возникающие в этой схеме при переключении, в самом верхнем ПТУП-транзисторе имеют наименьшую постоянную времени, а в самом нижнем ПТУП-транзисторе имеют наибольшую постоянную времени. Соответственно емкость дополнительной RC-цепочки (или дополнительной емкостной цепочки) меньше емкости самой нижней RC-цепочки (или дополнительной емкостной цепочки), соединенной с затвором самого нижнего ПТУП-транзистора. Предпочтительно емкость промежуточных RC-цепочек или емкостных цепочек постепенно уменьшается сверху вниз. Благодаря взаимодействию симметризирующей схемы со стабилизирующей схемой переходные процессы в затворах ПТУП-транзисторов имеют сбалансированные постоянные времени.

В результате по сравнению со схемой без симметризирующей цепи при выключении транзисторов или ПТУП-транзисторов потенциал вывода затвора в вышерасположенных ПТУП-транзисторов достигает напряжения отсечки относительно соответствующего вывода истока в течение более длительного времени. Вследствие этого верхние ПТУП-транзисторы остаются включенными в течение более длительного времени, чем нижние ПТУП-транзисторы, и соответственно, верхние ПТУП-транзисторы выключаются медленнее. Наоборот, при включении верхние ПТУП-транзисторы включаются быстрее, чем без дополнительной схемы и симметризирующей схемы. В идеальном случае обеспечивается совершенно синхронное включение и выключение всех ПТУП-транзисторов.

Благодаря соответствующему выполнению симметризирующей схемы временные характеристики процессов, протекающих в отдельных переключателях, согласованы друг с другом, так что рассматриваемое переключающее устройство в целом обладает максимально сбалансированными характеристиками, то есть оно обеспечивает как можно более одновременное переключение отдельных ПТУП-транзисторов.

В еще одном варианте изобретения управляющий выключатель, например, МОП-транзистор, работает в линейном режиме. В результате обеспечивается демпфирование колебаний, возникающих из-за емкости перехода.

Таким образом, вместе с дополнительной схемой и симметризирующей схемой стабилизирующая схема образует между первым и вторым выводом динамический делитель напряжения, который при коммутационных процессах выравнивает нагрузку ПТУП-транзисторов по напряжению. По сравнению с известными силовыми выключателями или переключающими устройствами, предназначенными для переключения высоких рабочих напряжений, балансировка динамичной нагрузки транзисторов по запирающему напряжению существенно улучшается благодаря добавлению дополнительной схемы, например, дополнительных диодов. Кроме того, в предпочтительном варианте изобретения ее можно целенаправленно оптимизировать при помощи RC-цепей.

Остальные предпочтительные варианты изобретения раскрыты в зависимых пунктах формулы изобретения.

Краткое описание чертежей

Ниже изобретение описано более подробно на примере предпочтительных вариантов его осуществления, проиллюстрированных приложенными чертежами, из которых:

фиг.1 изображает схему последовательного соединения ПТУП-транзисторов, соответствующую известному уровню техники;

фиг.2 иллюстрирует первый вариант изобретения;

фиг.3 иллюстрирует второй вариант изобретения;

фиг.4 иллюстрирует еще один вариант изобретения.

Номера позиций, используемых на чертежах, и соответствующие им значения указаны в перечне ссылочных обозначений. При этом одинаковые элементы обозначены на чертежах одинаковыми номерами позиций.

Варианты изобретения

На фиг.1 представлено переключающее устройство высокого рабочего напряжения. Оно содержит каскодную схему соединения МОП-транзистора М с первым или самым нижним ПТУП-транзистором J₁ и подключенными последовательно с этим первым ПТУП-транзистором J₁ одним или несколькими дополнительными ПТУП-транзисторами J₂-J₆. Таким образом, самый нижний или первый ПТУП-транзистор управляется в данной каскодной схеме МОП-транзистором, действующим как управляющий выключатель. Последний ПТУП-транзистор из последовательно включенных ПТУП-транзисторов, т.е. транзистор, наиболее удаленный от первого ПТУП-транзистора, также называют самым верхним ПТУП-транзистором J₆. На этом чертеже в качестве примера показаны шесть ПТУП-транзисторов, однако согласно другим вариантам изобретения их может быть два или больше. Для стабилизации напряжения на затворах ПТУП-транзисторов предусмотрена стабилизирующая схема 3. В этой схеме между затворами каждой пары следующих друг за другом ПТУП-транзисторов имеется последовательное подключение защитных диодов D₁₁-D₁₃, D₂₁-D₂₃,…D₅₁-D₅₃, действующих в запирающем направлении. Количество защитных диодов D₁₁-D₅₃, подсоединенных последовательно друг другу, зависит от требуемого запирающего напряжения этих защитных диодов D₁₁-D₅₃. Говоря в общем, между затворами каждых двух следующих друг за другом ПТУП-транзисторов может иметься один или несколько защитных диодов D₁₁-D₅₃. В других вариантах изобретения используются не диоды, а иные коммутирующие элементы.

Между затвором и истоком каждого ПТУП-транзистора J₂-J₆, за исключением первого ПТУП-транзистора, подключены полупроводниковые стабилитроны (на фиг.1: Z_GS,2-Z_GS,6) или резисторы (на фиг.2: Z_GS,2-Z_GS,6). Эти стабилитроны и резисторы стабилизируют напряжение соответствующего затвора в стационарном состоянии.

Для выравнивания напряжения нагрузки ПТУП-транзисторов между затвором и выводом стока самого верхнего ПТУП-транзистора подключена дополнительная схема 4. В соответствии с фиг.2 эта схема содержит последовательное включение трех дополнительных диодов D₆₁, D₆₂, D₆₃, действующих в запирающем направлении. Благодаря указанным диодам потенциал вывода затвора самого верхнего ПТУП-транзистора подтягивается к потенциалу на выводе стока этого транзистора. В результате, напряжение, приложенное между выводом стока и выводом затвора, уменьшается. Дополнительные диоды D₆₁, D₆₂, D₆₃ обеспечивают симметричную нагрузку на выводах затворов и стабилизируют распределение запирающего напряжения. Кроме того, эти диоды действуют в качестве защитного элемента для самого верхнего ПТУП-транзистора J₆, защищая его от перенапряжения между стоком и затвором.

Вместо дополнительных диодов в дополнительной схеме можно использовать другие коммутирующие элементы, приводящие к тому же результату, например, один, два или большее число последовательно включенных диодов, резистор, конденсатор или RC-цепочку.

В предпочтительном варианте изобретения между затворами каждой пары следующих друг за другом ПТУП-транзисторов параллельно одному или нескольким защитным диодам D₁₁-D₅₃ подключена RC-цепочка, состоящая из последовательно подсоединенных резистора или демпфирующего резистора R_St,1-R_St,5 и конденсатора С_Tu,1-С_Tu,5. В этом случае параллельно дополнительной схеме 4 между затвором и выводом стока самого верхнего ПТУП-транзистора подключена аналоговая цепь, предпочтительно RC-цепочка той же структуры. Вместе все вышеназванные RC-цепочки образуют симметризирующую схему 5.

В этом случае вся схема имеет от 1 до n дополнительных диодов D₆₁, D₆₂, D₆₃ и пассивную RC-цепочку из демпфирующих резисторов R_St,1-R_St,6 и конденсаторов С_Tu,1-С_Tu,6.

Благодаря последовательному включению диодов можно сохранить небольшую общую емкость перехода, добавляемую между каждыми выводами затворов. Этот дает возможность, благодаря дополнительным конденсаторам С_Tu,1…С_Tu,6 оптимизировать динамическое распределение запирающего напряжения или регулировать его независимо от емкостей перехода. При этом дополнительные демпфирующие резисторы R_st,1…R_st,6 позволяют демпфировать колебания, вызванные дополнительными конденсаторами С_Tu,1…С_Tu,6.

На фиг.3 показан альтернативный предпочтительный вариант изобретения, при котором затворы ПТУП-транзисторов J₁-J₆ друг с другом не соединены, но каждый из них по отдельности посредством своей цепи, состоящей из защитных диодов D₁₁-D₅₃ и RC-цепочки, соединен с первым выводом 1. Как и в варианте изобретения, показанном на фиг.2, вывод затвора G₆ самого верхнего ПТУП-транзистора J₆ соединен через дополнительную цепь 4 со вторым выводом 2. И в этом случае дополнительная цепь 4 может содержать один или несколько последовательно включенных дополнительных диодов D₆₁-D₆₃ или другие коммутирующие элементы, или дополнительные диоды D₆₁-D₆₃, скомбинированные с последовательной RC-цепочкой R_St,6, C_Tu,6. И в этом случае оптимальные сами по себе и примененные для оптимизации RC-цепочки R_St,1…R_St,6 и С_Tu,1…С_Tu,6 вместе образуют симметризирующую схему 5.

На фиг.4 показан еще один вариант изобретения, при котором затворы ПТУП-транзисторов J₁-J₆ друг с другом не соединены, но каждый из них по отдельности соединен со своей цепью, состоящей из защитных диодов D₁₁-D₂₃, и с одним или несколькими дополнительными диодами 6, которые соединяют соответствующий вывод затвора со вторым выводом, кроме того они соединены с первым выводом 1 через RC-цепочку. Защитные диоды D₁₁-D₂₃ и дополнительные диоды 6 образуют для каждого напряжения затвора делитель напряжения, отдельно параметризируемый в отношении уровня напряжения и динамических свойств (постоянных времени). Вместо показанных на чертеже отдельных дополнительных диодов 6 можно использовать несколько последовательно включенных диодов. Как и в варианте, показанном на фиг.3, в этом случае дополнительная цепь 4 также может содержать один или несколько последовательно включенных дополнительных диодов D₆₁-D₆₃ или другие коммутирующие элементы, или дополнительные диоды D₆₁-D₆₃, скомбинированные с последовательной RC-цепочкой R_St,6, С_Tu,6. И в этом случае оптимальные сами по себе и примененные для оптимизации RC-цепочки R_St,1…RS_t,6 и C_Tu,1…С_Tu,6 вместе образуют симметризирующую схему 5.

Предложенную схему, описанную в настоящем изобретении в целом, а также в конкретных примерах его выполнения, можно применять не только для рассмотренных здесь n-канальных ПТУП-транзисторов, но также при соответствующих изменениях, и для p-канальных ПТУП-транзисторов.

Динамические и статические характеристики SiC MOSFET при параллельном включении

Нюансы, связанные с параллельной работой высокоскоростных приборов SiC MOSFET, по сравнению с кремниевыми ключами исследованы очень слабо. В статье рассматриваются особенности параллельного включения карбидокремниевых (SiC) полевых транзисторов. Изучаются параметры, влияющие на статическое и динамическое распределение токов данных устройств, исследована зависимость этих параметров от температуры полупроводника. Разность температур параллельных модулей MOSFET была экспериментально измерена в преобразователе SEPIC при различных сопротивлениях резистора затвора и разных частотах коммутации. Полученные результаты показывают, что токи и температуры могут быть хорошо сбалансированы для последнего поколения SiC MOSFET при низком сопротивлении затвора.

Введение

Параллельное включение кремниевых MOSFET-и IGBT-модулей является обычной практикой и хорошо изучено в различных приложениях [1–3]. Однако в отношении SiC MOSFET доступно не так много информации. Поскольку карбидокремниевые транзисторы являются сравнительно новыми и используются, в основном, в маломощных схемах, у разработчиков есть большое желание включить их в параллель для повышения мощности. По сравнению с коммерчески доступными модулями SiC MOSFET [4], можно отметить следующие преимущества параллельного использования дискретных приборов:

• Тепло, выделяемое несколькими параллельными дискретными приборами, может быть более равномерно распределено по радиатору. Это снижает перегрев чипов и уменьшает градиент температуры между кристаллами и окружающей средой.
• Для наращивания мощности можно включить в параллель два или более модулей, в зависимости от конкретного применения.
• Параллельное соединение является экономически эффективным решением, поскольку стоимость набора дискретных серийных компонентов может быть ниже, чем цена мощных специализированных модулей.

При параллельном включении двух или более SiC MOSFET может возникнуть небаланс токов из-за разброса сопротивлений открытого канала R_ds(on) и пороговых напряжений V_th от образца к образцу. На рис. 1 и 2 показано распределение значений R_ds(on) и V_th для 30 случайно выбранных транзисторов (номинальный ток и напряжение 10 А, 1200 В) второго поколения SiC MOSFET C2M — C2M0160120D при комнатной температуре. Максимальное значение R_ds(on) примерно в один-два раза превышает минимальное (в пределах испытанных 30 образцов), а максимальное пороговое напряжение составляет 3,08 В, что намного больше минимальной величины V_th = 2,48 В.

При работе параллельных MOSFET вариации R_ds(on) определяют статическое распределение токов между транзисторами, а разница пороговых напряжений влияет на разброс динамических переходных процессов. Транзистор с меньшим значением V_th включается раньше и выключается позже, чем другие MOSFET с более высоким пороговым напряжением. При анализе параллельной работы транзисторов параметры R_ds(on) и V_th являются критическими, поэтому необходимо исследовать их чувствительность к другим характеристикам полупроводникового прибора, таким как температура кристалла.

В предыдущих работах [7, 8] были предложены решения для балансировки тока в процессе коммутации транзисторов путем добавления дополнительной обратной связи. Такие решения увеличивают стоимость устройства и не могут применяться при параллельном соединении более чем двух ключей. Нашей целью является экспериментальное исследование способности SiC MOSFET к собственной балансировке без добавления каких-либо датчиков или цепей управления.

В качестве единственных регулируемых параметров рассматривается напряжение и сопротивление затвора. В качестве образцов для данного исследования выбраны коммерчески доступные транзисторы 10 А, 1200 В компании Cree первого поколения (Gen-I) CMF10120D [5] и второго поколения C2M SiC MOSFET C2M0160120D [6] с аналогичными номинальными характеристиками Inc. Из каждого поколения для проведения экспериментов и анализа наихудшего случая были выбраны два образца из 30 с наибольшим разбросом величины порогового напряжения.

Влияние R

_ds(on) на статическое распределение токов

Очевидно, что положительный температурный коэффициент (PTC) сопротивления открытого канала кремниевых MOSFET способствует выравниванию токов при параллельной работе и помогает исключить условия возникновения теплового убегания для всех MOSFET. Для двух параллельных транзисторов (рис. 3) ток через каждый прибор определяется следующим образом:

MOSFET с максимальным значением R_ds(on) будет проводить минимальный ток.

Как и у кремниевых полевых транзисторов, сопротивление канала R_ds(on)SiC MOSFET также имеет РТС (рис. 4 и 5). Модуль с большей температурой кристалла проводит меньший ток при параллельном соединении, в результате чего достигается тепловое равновесие. Однако у SiC MOSFET температурная зависимость R_ds(on) не так сильна, как у кремниевых транзисторов. Как отмечено в [9], величина R_ds(on) при температуре +150 °С в 2,6 раза превышает R_ds(on) при температуре +25 °С для типового Si CoolMOS с рабочим напряжением 600 В. У SiC MOSFET эти значения различаются всего в 1,2 раза для CMF10120D и примерно в 1,5 раза для C2M0160120D.

Сопротивление открытого канала SiC MOSFET сильно зависит от V_th, как показано на рис. 4. При напряжении на затворе 16 В для CMF10120D величина R_ds(on) даже демонстрирует отрицательный температурный коэффициент (NTC). Это объясняется тем, что сопротивление MOSFET, в основном, состоит из трех компонентов: сопротивление канала 4 (R_ch) с NTC; сопротивление JFET области (R_jeft) c PTC и сопротивление дрейфовой области (R_drift), которое также имеет РТС. При малом напряжении на затворе составляющая R_ch становится доминирующей, поэтому общее сопротивление также приобретает NTC.

Сопротивление канала C2M0160120D демонстрирует более сильную температурную зависимость R_ds(on) благодаря улучшенной характеристике канальной проводимости (рис. 5). Таким образом, для обеспечения хорошего распределения токов при параллельном соединении, а также снижения потерь в проводящем режиме включение SiC MOSFET следует производить при высоком напряжении V_gs.

Влияние V

_th на динамическое распределение токов

Без учета коммутационных потерь ток и температура параллельных SiC MOSFET могут быть сбалансированы за счет РТС-характеристики R_ds(on). К сожалению, динамические потери у параллельных транзисторов с разным пороговым напряжением всегда отличаются. Два образца из 30 с минимальным (образец А) и максимальным (образец B) значением V_th были выбраны для каждого поколения MOSFET — Gen-I и C2M, их параметры при комнатной температуре приведены в таблице 1.

Таблица 1. Пороговое напряжение и сопротивление открытого канала

Образец	Vth, B	Rds(on), мОм
CMF10120D-A	2,74	133
CMF10120D-B	3,50	144
C2M0160120D-A	2,48	146
C2M0160120D-B	3,08	161

Режимы параллельной работы двух Gen-I MOSFET анализировались для следующих условий: V_ds = 600 В, сопротивление затвора R_g = 41 Ом для каждого транзистора, средний суммарный ток Ids = 20 А. На рис. 7а и 7б показаны эпюры сигналов включения и выключения соответственно. Видно, что образец А с меньшим значением V_th включается раньше, чем образец В, и он берет на себя больший ток во время переходного процесса. Его потери при включении (252,5 мкДж) выше, чем у образца B (165,2 мкДж). Во время выключения образец А запирается позже и, соответственно, он имеет большие потери при выключении — 296,7 мкДж против 81,2 мкДж у образца В. Разница коммутационных потерь преобразуется в разницу температур кристаллов. Градиент температуры «кристалл–корпус» Тjc может быть вычислен с помощью формул:

P_sw = (E_on + E_off) × f_sw, (3)

Tjc = (P_sw + P_con) × R_th(jc). (4)

Образец А будет иметь более высокий перегрев кристаллов, если потери в проводящем режиме и температура радиатора одинаковы для обоих случаев. За счет NTC-характеристики V_th (рис. 6) пороговое напряжение уменьшается при увеличении температуры кристалла. Разница коммутационных потерь также растет, что формирует положительную обратную связь. Однако РТС-характеристика R_ds(on) в какой-то степени помогает скомпенсировать разницу температур.

Важно иметь как можно меньшие различия коммутационных потерь, вызванных вариациями порогового напряжения. Снижение величины R_g повышает скорость переключения и уменьшает уровень динамических потерь. На рис. 7в и 7г показаны эпюры сигналов включения и выключения для упомянутых выше двух образцов Gen-I с резистором R_g = 5,1 Ом. Коммутационные потери и разница между ними сокращены более чем в два раза по сравнению с предыдущим случаем, соответствующим R_g = 41 Ом.

Аналогичные эксперименты, выполненные для C2M MOSFET (рис. 8), продемонстрировали гораздо меньший уровень динамических потерь и их разброса между модулями. Это связано с тем, что транзистор C2M имеет меньшую площадь кристалла и меньший уровень напряжения V_gd, он может переключаться быстрее, чем MOSFET Gen-I при том же значении R_g. При более высокой скорости коммутации влияние разброса V_th становится менее значимым. С учетом предыдущих исследований можно сделать вывод, что транзисторы C2M SiC имеют два очевидных преимущества при параллельной работе по сравнению с Gen-I SiC MOSFET. Во-первых, у них меньше разброс динамических потерь, вызванных вариациями порогового напряжения, благодаря высокой скорости коммутации. Во-вторых,более сильная РТС-зависимость сопротивления канала способствует лучшей балансировке температуры кристаллов, определяемой коммутационными потерями.

Экспериментальные исследования параллельной работы MOSFET в конвертере SEPIC

Для безопасной работы параллельных MOSFET температура их кристаллов должна отличаться как можно меньше. Образцы с большим значением порогового напряжения, упомянутые ранее, были использованы в преобразователе SEPIC (рис. 9) для оценки разницы их температурных зависимостей при разных значениях сопротивления затвора и разных частотах переключения. Схема управления SEPIC имеет фиксированный коэффициент заполнения 50%, поэтому выходное напряжение равно входному, согласно выражению (5):

V_out = D/(1–D) × V_in. (5)

В этом случае выходной сигнал поступает на входные клеммы схемы SEPIC. Таким образом, происходит рециркуляция энергии, что ограничивает потребление мощности от внешнего источника питания и снижает потери преобразователя.

В схеме использованы два резистора R1 и R2 в цепи управления каждого MOSFET, один их них подключен к затвору, а другой — к истоку транзистора. В такой схеме (рис. 10) ток стока каждого ключа проходит через вывод истока в цепь заземления, где установлен резистивный датчик тока, что позволяет независимо измерять ток обоих MOSFET.

Напряжение питания установлено на уровне 600 В, ток циркуляции составляет 10 А, что соответствует мощности 6 кВт для всех экспериментов. Для каждого поколения MOSFET было проведено четыре теста при следующих условиях:

• R_g = 41 Ом, f =30 кГц;
• R_g = 41 Ом, f = 100 кГц;
• R_g = 5,1 Ом, f =30 кГц;
• R_g = 5,1 Ом, f = 100 кГц.

Указанные величины R_g относятся к обоим сопротивлениям R1 и R2. Измеренные значения коммутационных потерь и температуры корпуса указаны в таблице 2. Формы сигналов переключения на частоте 30 кГц приведены выше.

Таблица 2. Динамические потери MOSFET и температура корпуса при различных условиях испытаний

	Rg, Ом	Fsw, кГц	Psw-A, Вт	Psw-В, Вт	Тс-А, °С	Тс-В, °С	ΔТс, °С
CMF10120D	41	30	16,5	7,4	63,0	41,9	21,1
		100	57,9	24,2	119	67,7	51,3
	5,1	30	6,3	4,1	43,7	37,5	6,2
		100	21,4	14,0	64,5	51,5	13,0
C2M0160120D	41	30	7,3	4,8	49,2	41,6	7,6
		100	23,9	16,3	72,1	58,4	13,7
	5,1	30	2,1	1,8	44,0	38,3	5,7
		100	6,8	6,1	55,6	46,6	9,0

Результаты тестов, приведенные в таблице, позволяют сделать некоторые выводы. Во-первых, выбор меньшего значения R_g или меньшей частоты переключения позволяет снизить динамические потери и градиент температур для образцов А и В. Во-вторых, транзистор C2M MOSFET (10 A, 1200 В) демонстрирует меньшую разность температур корпуса по сравнению с MOSFET Gen-I (10 А, 1200 В) при тех же условиях испытаний. В-третьих, параллельное соединение SiC MOSFET при использовании низкого значения R_g, как правило, можно выполнять непосредственно, без добавления дополнительного контура балансировки. На рис. 11 показаны формы сигналов переключения для двух C2M SiC MOSFET при f = 100 кГц и сопротивлении затвора 41 Ом и 5 Ом соответственно. Большая разница статических токов на рис. 11а объясняется более высокой разностью температур кристаллов.

Заключение

На основании приведенного анализа параллельной работы SiC MOSFET можно сделать следующие выводы:

• R_ds(on) и V_th — два основных параметра, определяющих статическое и динамическое распределение токов параллельных MOSFET.
• Использование высокого напряжения управления затвором позво- ляет уменьшить потери в проводящем режиме.
• Уменьшение сопротивления затвора может улучшить динамическое распределение токов и снизить разницу потерь переключения.
• C2M SiC MOSFET лучше подходят для параллельного включения, чем Gen-I SiC MOSFET с таким же номинальным током.

При проведении описанных выше испытаний использова- лась печатная плата с симметричными трассами для подключе- ния параллельных SiC MOSFET, что позволило свести к миниму- му паразитную индуктивность соединительных цепей. Однако в ряде случаев очень трудно обеспечить симметричную топо- логию соединений, при этом цепи подключения параллельных транзисторов будут иметь различные значения распределен- ной индуктивности. Было бы интересно исследовать, как это влияет на поведение SiC MOSFET в процессе переключения, этот вопрос является предметом дальнейшей работы.

Литература

1. www.irf.com/technical-info/appnotes/para.pdf
2. Lopez T., Elferich R. Current Sharing of Paralleled Power MOSFETs at PWM Operation // Proc. on the 37th IEEE Power Electronics specialists. PESC 06. Vol. 1. № 1. 18-22 June, 2006.
3. Palmer P. R., Joyce J. C. Current Redistribution in Multi-chip IGBT Modules Under Various Gate Drive Conditions // Proceedings of the Power Electronics and Variable Speed Drives. London. September, 1998.
4. Wang G., Wang F., Gari M., Yang L., Alex H., Mrinal D. Performance comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A silicon IGBT // EneR_gy Conversion Congress and Exposition (ECCE). Sept, 2013.
5. www.cree.com/~/media/Files/Cree/Power/Data%20Sheets/CMF10120 D.pdf
6. www.cree.com/~/media/Files/Cree/Power/Data%20Sheets/C2M016012 0D.pdf
7. Chimento F., Raciti A., Cannone A., Musumeci S., Gaito A. Parallel connection of super-junction MOSFETs in a PFC application // EneR_gy Conversion Congress and Exposition. 2009.
8. Yang X., Junjie L., Zhiqiang W., Leon M. T., Benjamin J. B., Fred W. Active current balancing for parallel-connected silicon carbide MOSFETs // EneR_gy Conversion Congress and Exposition. 2013.
9. Zheng Chen, Boroyevich D., BuR_gos R., Wang F.Characterization and modeling of 1.2 kv, 20 A SiC MOSFETs // EneR_gy Conversion Congress and Exposition. 2009.
10. www.wolfspeed.com/~/media/Files/Cree/Power/Articles%20and%20 Papers/White_Paper_Dynamic%20and%20Static%20Behavior%20 of%20Packaged%20Silicon.pdf

Ганьджао Ванг (Gangyao Wang), Джон Моокен (John Mookken), Джулиус Рик (Julius Rice), Марчело Шупбах(Marcelo Schupbach)

Перевод: Евгений Карташов, Андрей Лебедев

[email protected]

Параллельное соединение силовых ключей — PDF Free Download

TRENCH 4 ПЕРВАЯ УНИВЕРСАЛЬНАЯ ТЕХНОЛОГИЯ IGBT

силовая электроника материал на сайте: 48.32 Андрей Колпаков TRENCH 4 ПЕРВАЯ УНИВЕРСАЛЬНАЯ ТЕХНОЛОГИЯ IGBT Особенностью непрерывно растущего рынка частотных преобразователей является широкая номенклатура

Подробнее

Íîâûå ïîêîëåíèÿ ìîäóëåé IGBT

è òåõíîëîãèè, ¹ 7 00 Íîâûå ïîêîëåíèÿ ìîäóëåé IGBT ôèðìû SEMIKRON Æåñòêàÿ êîíêóðåíöèÿ, äåéñòâóþùàÿ â ñôåðå ïðîèçâîäñòâà êîìïîíåíòîâ ñèëîâîé ýëåêòðîíèêè, òðåáóåò îò ôèðì ïðîèçâîäèòåëåé ïîñòîÿííîãî óëó øåíèÿ

Подробнее

RU (11) (51) МПК H03K 17/00 ( )

РОССИЙСКАЯ ФЕДЕРАЦИЯ (19) RU (11) (51) МПК H03K 17/00 (2006.01) 168 443 (13) U1 R U 1 6 8 4 4 3 U 1 ФЕДЕРАЛЬНАЯ СЛУЖБА ПО ИНТЕЛЛЕКТУАЛЬНОЙ СОБСТВЕННОСТИ (12) ОПИСАНИЕ ПОЛЕЗНОЙ МОДЕЛИ К ПАТЕНТУ (21)(22)

Подробнее

ЭЛЕКТРОВЫПРЯМИТЕЛЬ МТКИ КT

СИЛОВОЙ IGBT МОДУЛЬ одиночный ключ кристаллы IGBT IV поколения с вертикальным каналом (trench gate) встроенные быстродействующие диоды обратного тока (EmCon Fast diodes) сверхнизкие потери в открытом состоянии

Подробнее

ЭЛЕКТРОВЫПРЯМИТЕЛЬ М2ТКИ

СИЛОВОЙ IGBT МОДУЛЬ полумост встроенные быстродействующие диоды обратного тока корпус с изолированным основанием I IGBTT моодуулии www.elvpr.ru www.moris.ru/~martin ОСНОВНЫЕ ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ преобразователи

Подробнее

Çàùèòíûå ôóíêöèè äðàéâåðîâ SEMIKRON

è òåõíîëîãèè, ¹ 5 2003 Çàùèòíûå ôóíêöèè äðàéâåðîâ SEMIKRON Âñå êîìïîíåíòû ìîùíûõ ïðåîáðàçîâàòåëüíûõ óñòðîéñòâ äîëæíû áûòü íàäåæíî çàùèùåíû îò ëþáûõ àâàðèéíûõ ðåæèìîâ. Äëÿ êðèñòàëëîâ ñèëîâûõ òðàíçèñòîðîâ

Подробнее

ЭЛЕКТРОВЫПРЯМИТЕЛЬ МТКИ К

СИЛОВОЙ IGBT МОДУЛЬ одиночный ключ кристаллы IGBT IV поколения с вертикальным каналом (trench gate) встроенные быстродействующие диоды обратного тока (EmCon Fast diodes) сверхнизкие потери в открытом состоянии

Подробнее

Технология SiC в модулях SEMIKRON

Технология SiC в модулях SEMIKRON Постоянные улучшения свойств силовых кристаллов, поиск новых решений и совершенствование существующих технологических процессов приводят к непрерывным эволюционным изменениям

Подробнее

ЭЛЕКТРОВЫПРЯМИТЕЛЬ М2ТКИ К

СИЛОВОЙ IGBT МОДУЛЬ М2ТКИ30012К полумост кристаллы IGBT IV поколения с вертикальным каналом (trench gate) встроенные быстродействующие диоды обратного тока (EmCon Fast diodes) сверхнизкие потери в открытом

Подробнее

SiC-диоды Шоттки. Введение

SiC-диоды Шоттки: снижение потерь в режиме жесткой коммутации Замена кремниевых сверхбыстрых (Ultrafast) Si-диодов с плавной характеристикой восстановления, используемых в качестве оппозитных IGBT в режиме

Подробнее

Ò ÂÚ Ë ÒıÂÏÓÚÂıÌËÍ. Введение

Ò ÂÚ Ë ÒıÂÏÓÚÂıÌËÍ ÔÓ Ëı DC/DC-ÔappleÂÓ apple ÁÓ ÚÂÎÂÈ ÒÓÍÓÈ ÏÓ ÌÓÒÚË Виктор Хасиев (Victor Khasiev) [email protected] Кулаков Алексей [email protected] Введение Рис. 1. Блок-диаграмма многофазного повышающего

Подробнее

Лекция 9 СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ

84 Лекция 9 СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ План 1. Введение 2. Параметрические стабилизаторы 3. Компенсационные стабилизаторы 4. Интегральные стабилизаторы напряжения 5. Выводы 1. Введение Для работы электронных

Подробнее

ВВЕДЕНИЕ ОСОБЕННОСТИ СИЛОВЫХ IGBT-МОДУЛЕЙ

«Mitsubishi Electric» является ведущей компанией на мировом рынке полупроводников. Микросхемы для компьютерной промышленности, силовые полупроводники для приводов двигателей и систем сцепления, оптико-электронные

Подробнее

«ЭЛЕКТРОВЫПРЯМИТЕЛЬ»

М2ТКИ150122КН / МДТКИ150122КН / МТКИД150122КН О С О Б Е Н Н О С Т И кристаллы IGBT Trench Fieldstop 4го поколения кристаллы диодов Emitter Controlled 4го поколения сверхнизкие потери в открытом состоянии

Подробнее

Э Л Е К Т Р О В Ы П Р Я М И Т Е Л Ь

М2ТКИ5006 С И Л О В О Й I G B T М О Д У Л Ь полумост встроенные быстродействующие диоды обратного тока корпус с изолированным основанием I IGBT модуули www.elvpr.ru www.moris.ru/~martin О С Н О В Н Ы Е

Подробнее

ЭЛЕКТРОВЫПРЯМИТЕЛЬ М2ТКИ

М2ТКИ220017 СИЛОВОЙ IGBT МОДУЛЬ полумост встроенные быстродействующие диоды обратного тока корпус с изолированным основанием I IGBTT моодуулии www.elvpr.ru www.moris.ru/~martin ОСНОВНЫЕ ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ

Подробнее

П209, П209А, П210, П210А, П210Б, П210В, П210Ш

П209, П209А, П210, П210А,, П210Ш Транзисторы большой мощности низкочастотные германиевые сплавные p-n-p. Предназначены для работы в аппаратуре в режимах усиления и переключения мощности. Транзисторы конструктивно

Подробнее

МДТКИ / МТКИД

МДТКИ220017 / МТКИД220017 I IGBTT моодуулии СИЛОВОЙ IGBT МОДУЛЬ одиночный ключ с диодом чоппера в цепи коллектора (МДТКИ220017) или эмиттера (МТКИД220017) встроенный быстродействующий диод обратного тока

Подробнее

Низковольтные MOSFETтранзисторы

Константин Староверов Новое поколение низковольтных MOSFET-транзисторов в корпусах SO-8, PQFN и DirectFET Обновленная линейка низковольтных силовых MOSFET-транзисторов компании International Rectifier

Подробнее

Защита блока питания от перегрузки.

Защита блока питания от перегрузки. (с изменениями) Рассмотрим изначальную схему, показанную на Рис. 1. И возьмем для примера в качестве VT1 транзистор ГТ404Д. Согласно справочным данным статический коэффициент

Подробнее

MELCOSIM? IPOSIM? SEMISEL?

SE#3(1).qxd /10/005 11:43 AM Page 0 MELCOSIM? IPOSIM? SEMISEL? Œ ÓappleÂ Ë Á ÏÂÌ ÏÓ ÛÎÂÈ IGBT  ðåçóëüòàòå áûñòðîãî ðàçâèòèÿ òåõíîëîãèé ìîùíûõ ïîëóïðîâîäíèêîâûõ ïðèáîðîâ, â ïåðâóþ î åðåäü MOSFET è IGBT,

Подробнее

Глава 5. Дифференциальные усилители

Глава 5. Дифференциальные усилители 5. Дифференциальные усилители Дифференциальный усилитель это симметричный усилитель с двумя входами и двумя выходами, использующийся для усиления разности напряжений

Подробнее

Приёмка «5» для электропривода

1 Автор: Новиков П.А. Наш сайт: www.electrum-av.com Приёмка «5» для электропривода Управление электродвигателем с помощью преобразователя частоты (ПЧ) на основе IGBTили MOSFET-транзисторов это, для сегодняшнего

Подробнее

Краткие теоретические сведения

Практическая работа 1.9. Аппаратура автоматического управления и защиты авиационных генераторов постоянного тока (часть 2). Цель работы: изучить устройство и принцип работы автомата защиты бортсети от

Подробнее

BJT устройство как коммутатор [Analog Devices Wiki]

Цель:

Транзистор с биполярным соединением (BJT) может использоваться во многих конфигурациях схем, таких как усилитель, генератор, фильтр, выпрямитель, или просто как двухпозиционный переключатель. Если транзистор смещен в линейную область, он будет работать как усилитель или другая линейная схема, если смещен поочередно в областях насыщения и отсечки, то он используется в качестве переключателя, позволяя току течь или не течь. в других частях схемы.Это лабораторное задание описывает BJT, работающий как переключатель.

Примечания:

Как и во всех лабораториях ALM, мы используем следующую терминологию при описании подключений к разъему M1000 и настройке оборудования. Зеленые заштрихованные прямоугольники обозначают подключения к разъему аналогового ввода-вывода M1000. Контакты аналогового канала ввода / вывода обозначаются как CA и CB. При настройке для принудительного измерения напряжения / измерения тока — В, добавляется, как в CA-, В , или когда настроено для принудительного измерения тока / измерения напряжения, добавляется -I, как в CA-I.Когда канал настроен в режиме высокого импеданса только для измерения напряжения, -H добавляется как CA-H.

Следы осциллографа аналогичным образом обозначаются по каналу и напряжению / току. Например, CA- V , CB- V для сигналов напряжения и CA-I, CB-I для сигналов тока.

Фон:

Цепи переключения существенно отличаются от линейных цепей. Их также легче понять. Прежде чем исследовать более сложные схемы, мы начнем с представления дискретных твердотельных переключающих схем: построенных на основе BJT.

Переключатель состоит из BJT-транзистора, который поочередно управляется между областями насыщения и отсечки. Простая версия переключателя показана на рисунке 1. Когда входной сигнал равен — В _в , переход база-эмиттер смещен в обратном направлении или отключен, поэтому ток в коллекторе не течет. Это иллюстрируется красной линией нагрузки, показанной на рисунке. Когда BJT находится в отключенном состоянии, схема (в идеале) имеет следующие значения:

Это состояние похоже на разомкнутый переключатель.

Когда входной сигнал равен + В _в , транзистор переводится в состояние насыщения и возникают следующие условия:

Это состояние аналогично замкнутому переключателю, соединяющему нижнюю часть R _C с землей.

Рисунок 1 Переключатель NPN BJT и его линия нагрузки.

Характеристики переключателя BJT предполагают, что:

1. — В _в достаточно мало, чтобы транзистор перешел в режим отсечки.
   
2. + В _в должен обеспечивать достаточный базовый ток через R _B , чтобы перевести транзистор в состояние насыщения.
   

3. Транзистор — идеальный компонент.

Эти условия можно обеспечить, спроектировав схему так, чтобы:

2. + V _дюйм = V _BE + I _B R _B ( V _CC — хороший максимум)
   

3. I _B > I _Csat / ß

Условие 1 гарантирует, что схема будет переведена в область отсечки входом.Условия 2 и 3 гарантируют, что транзистор будет переведен в область насыщения. Настоящий переключатель BJT отличается от идеального переключателя по нескольким аспектам. На практике даже в режиме отсечки через транзистор возникает небольшой ток утечки. Кроме того, при насыщении на внутреннем сопротивлении транзистора всегда падает некоторое напряжение. Как правило, это будет от 0,2 до 0,4 В, в насыщении в зависимости от тока коллектора и размера устройства. Эти отклонения от идеала обычно незначительны для устройства правильного размера, поэтому мы можем предположить, что условия близки к идеальным при анализе или проектировании схемы переключателя BJT.

Материалы:

ADALM1000 Аппаратный модуль
Макетная плата без пайки
1 — Резистор 6,8 кОм (R _B )
1 — Резистор 100 Ом (R _C )
1 — 5 мм светодиод (любой цвет)
1 — малосигнальный NPN транзистор (2N3904)

Направления:

Одним из распространенных применений переключателя BJT (или любого другого) является управление светодиодом. Драйвер светодиода показан на рисунке 2. Драйвер, показанный на этом рисунке, используется для соединения слаботочной части схемы с относительно сильноточным устройством (светодиодом).Когда на выходе из слаботочной цепи низкий уровень (0 В ), транзистор отключен, а светодиод не горит. Когда на выходе из слаботочной цепи появляется высокий уровень (+3 В ), транзистор переводится в состояние насыщения и загорается светодиод. Драйвер используется, потому что слаботочная часть схемы может не иметь возможности по току для подачи 20 мА (типично), необходимых для освещения светодиода на полную яркость.

Постройте схему переключателя светодиодов, показанную на рисунке 2, на беспаечной макетной плате.R _C служит для ограничения тока, протекающего через светодиод от источника питания +5 В . Переключатель управляется выходным напряжением канала А с разъема ввода / вывода. В канале осциллографа B будет отображаться напряжение на переключающем транзисторе Q ₁ ( В, _CE ) или напряжение на светодиоде, как показано зелеными стрелками.

Настройка оборудования:

Генератор CA должен быть настроен на прямоугольную волну 100 Гц с максимальным напряжением 3 вольта и минимальным напряжением 0 вольт.Канал осциллографа B подключен для измерения напряжения на транзисторе или в верхней части светодиода. Ток, протекающий через транзистор, можно рассчитать как разницу напряжений между питанием +5 В и CB- В , деленную на номинал резистора (100 Ом). Трасса тока канала А измеряет ток в R _B .

Процедура:

Сохраните кривую напряжения на коллектор-эмиттер транзистора (пунктирная зеленая линия на канале B) и на светодиоде (сплошная зеленая линия канала B) и включите их в описание своей лаборатории.

Вопросы:

Какой ток протекает через резисторы R _C и R _B , когда светодиод горит и когда светодиод не горит?

Вычислите ß, когда Q ₁ насыщен. Как это значение соотносится с spec , указанным в таблице данных?

Параллельных переключателей:

Два NPN-транзистора могут быть соединены с их коллекторами и эмиттерами параллельно, рисунок 3, что обеспечивает возможность включения нагрузки от двух разных сигналов.Любой из входов может включить нагрузку, но оба должны быть выключены, чтобы нагрузка отключилась. Это называется логической функцией «ИЛИ».

Рисунок 3, два переключателя параллельно

Измените схему на макетной плате, чтобы она выглядела как показано на рисунке 3. Добавьте второй NPN-транзистор Q ₂ и второй базовый резистор R _B2 , как показано. Теперь подключите другие концы R _B1 и R _B2 к контактам цифрового порта ввода / вывода PIO 0 и PIO 1 соответственно.Откройте окно цифрового управления и установите PIO 0 и PIO 1 на все четыре комбинации логических 0 и 1. Обратите внимание, какие комбинации включают светодиод. Напряжение на светодиоде и резисторе коллектора можно контролировать с помощью входа осциллографа CHB, как и раньше.

Переключателей серии:

Два NPN-транзистора могут быть соединены последовательно с коллектором нижнего транзистора, подключенным к эмиттеру верхнего транзистора, рис. 4, что позволяет отключать нагрузку от двух разных сигналов.Любой из входов может выключить нагрузку, но для включения нагрузки должны быть включены оба. Это называется логической функцией «И».

Рисунок 4, два переключателя последовательно

Измените схему на макетной плате, чтобы она выглядела как на рисунке 4. Теперь второй транзистор NPN включен последовательно с эмиттером Q ₁ . Снова другие концы R _B1 и R _B2 подключены к контактам цифрового порта ввода / вывода PIO 0 и PIO 1 соответственно. Опять же, установите PIO 0 и PIO 1 на все четыре комбинации логических 0 и 1.Обратите внимание, какие комбинации включают светодиод. Напряжение на светодиоде и резисторе коллектора можно контролировать с помощью входа осциллографа CHB, как и раньше. Вы также должны измерить напряжение на соединении между эмиттером Q ₁ и коллектором Q ₂ для каждого из четырех условий. Прокомментируйте напряжения, наблюдаемые на коллекторе Q ₂ в вашем лабораторном отчете, и почему.

BJT Транзисторная реализация затвора XNOR

Однотранзисторный инверторный каскад вместе с несколькими входными резисторами можно комбинировать для создания более сложных логических функций.Конфигурация, показанная на рисунке 5, реализует двухвходовую исключительную логическую функцию NOR (XNOR). Всего вам понадобится 5 транзисторов NPN, 13 резисторов и один светодиод.

Резисторы, используемые в качестве входов на базах 5 NPN-транзисторов, не имеют одинакового номинала, и теоретически все они должны иметь одинаковое значение. Но диапазон значений по-прежнему будет работать, учитывая относительно высокую бета транзисторов 2N3904, и показанные значения были выбраны таким образом, чтобы не требовалось больше 5 любого значения, входящего в комплект аналоговых деталей.Вы можете поэкспериментировать с другими номиналами резисторов, чтобы найти диапазон минимальных и максимальных значений.

Рис. 5. Резистор и затвор XNOR на NPN-транзисторе.

Снова установите PIO 0 и PIO 1 на все четыре комбинации логических 0 и 1. Обратите внимание, какие комбинации включают светодиод. Напряжение на светодиоде и коллекторном резисторе Q ₅ можно контролировать с помощью входа осциллографа CH-B, как и раньше. Вы также можете использовать вход CH-B (и / или CH-A) для контроля напряжений на коллекторах Q ₁ — Q ₄ при изменении PIO 0 и 1.

Ресурсов:

Для дальнейшего чтения:

Транзистор
Светодиод
Светодиод схема

Вернуться к содержанию «Введение в электротехническую лабораторию»
Вернуться к содержанию лабораторных работ по схемам
Вернуться к содержанию «Электронная лаборатория».

Последовательное соединение транзисторов — Обмен электротехнического стека

Последовательное соединение транзисторов — Обмен электротехнического стека

Сеть обмена стеком

Сеть Stack Exchange состоит из 176 сообществ вопросов и ответов, включая Stack Overflow, крупнейшее и пользующееся наибольшим доверием онлайн-сообщество, где разработчики могут учиться, делиться своими знаниями и строить свою карьеру.

Посетить Stack Exchange

2. 0
3. +0
6. Авторизоваться Зарегистрироваться

Electrical Engineering Stack Exchange — это сайт вопросов и ответов для профессионалов в области электроники и электротехники, студентов и энтузиастов.Регистрация займет всего минуту.

Зарегистрируйтесь, чтобы присоединиться к этому сообществу

Кто угодно может задать вопрос

Кто угодно может ответить

Лучшие ответы голосуются и поднимаются наверх

Спросил 4 года, 2 месяца назад

Просмотрено 7к раз

\ $ \ begingroup \ $

Я знаю, что мы можем подключить два или более транзисторов параллельно, чтобы увеличить максимальный ток переключения, но как насчет увеличения максимального напряжения?

Можем ли мы соединить их последовательно?

Например, подключение двух 2N3055 для получения 100 В 5 А, а не 50 В 5 А?

JRE

48.2,100 золотых знаков7474 серебряных знака130130 бронзовых знаков

Создан 08 фев.

М.А.К.М.А.К.

1,69811 золотых знаков2020 серебряных знаков4040 бронзовых знаков

\ $ \ endgroup \ $ 10 \ $ \ begingroup \ $

Да, это возможно, но менее тривиально, чем их параллельное размещение.

Что вам нужно, так это кодирование , которое выполняется так:

^{смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab}

Qsw выполняет фактическое переключение

Qcasc предназначен для разделения напряжения между транзисторами

Я использовал такие схемы, где мне нужно переключать 5,5 В, но я ограничен использованием (встроенных) транзисторов, которые могут выдерживать только 2,7 В.

Создан 08 фев.

Бимпелреккие

1,949 22 золотых знака7676 серебряных знаков166166 бронзовых знаков

\ $ \ endgroup \ $ 1 \ $ \ begingroup \ $

Каскодный усилитель — это разновидность последовательного соединения, в котором каскад с общим эмиттером управляет каскадом с общей базой.Википедия показывает вариант с несколькими общими базовыми стадиями:

Создан 08 фев.

\ $ \ endgroup \ $ 4 \ $ \ begingroup \ $

можем ли мы соединить их последовательно?

да.

к примеру подключение двух 2N3055 дало 100В 5А, а не 50В 5А?

Да, если напряжение переключения также соответственно увеличивается.

В противном случае верхний транзистор принимает большую часть падения напряжения.

Такие устройства существуют / существовали. Транзисторы Google с переключением эмиттеров. ST сделал кое-что.

Создан 08 фев.

dannyfdannyf

4,07111 золотой знак55 серебряных знаков88 бронзовых знаков

\ $ \ endgroup \ $

Не тот ответ, который вы ищете? Просмотрите другие вопросы с метками транзисторы или задайте свой вопрос.

Электротехнический стек Exchange лучше всего работает с включенным JavaScript

Ваша конфиденциальность

Нажимая «Принять все файлы cookie», вы соглашаетесь с тем, что Stack Exchange может хранить файлы cookie на вашем устройстве и раскрывать информацию в соответствии с нашей Политикой в ​​отношении файлов cookie.

Принимать все файлы cookie Настроить параметры

транзисторов в параллель — обмен электротехническими стеками

Для приложений, в которых необходимо параллельное соединение транзисторов и линейное управление током (без полного включения и выключения транзисторов), лучше всего подходят BJT.Как говорит Олин Латроп, в схеме потребуются резисторы, включенные последовательно с эмиттерами BJT, чтобы помочь сбалансировать ток.

Вот пример схемы, показывающей размещение эмиттерного резистора.

Re1 и Re2 помогут сбалансировать ток между BJT. Проблема в том, что Vbe имеет температурный коэффициент (\ $ \ gamma \ $) около -1,6 мВ / C. По мере того, как детали нагреваются, Vbe будет уменьшаться, допуская большее базовое напряжение транзистора от фиксированного значения Vc. С моделью первого порядка изменения Vbe с температурой простое уравнение для тока в Re1:

IRe1 = \ $ \ frac {(\ beta +1) (\ text {Vc} — \ text {Vbeo} (1- \ gamma \ text {$ \ Delta $ T1}))} {\ text {Rb1} + \ text {Re1} (\ beta +1)} \

долларов США

Конечно, \ $ \ beta \ $ тоже будет меняться в зависимости от температуры, но это должно быть гораздо менее важно.

Тщательный выбор Re1 и Rb1 позволит уменьшить тепловое воздействие на ток. Мы говорим здесь о 20% цифрах. Например, если Vc = 2V, Vbeo = 0,7V, \ $ \ beta \ $ = 50, Rb1 = 10 Ом, Re1 = 1 Ом и \ $ \ text {$ \ Delta $ T1} \ $ увеличено на 100C по сравнению с окружающий; ток через Re1 должен выглядеть примерно так:

Итак, при Re1, равном 1 Ом, изменение температуры составляет около 10% при повышении температуры на 100 градусов. Резисторы эмиттера в этом примере будут иметь до 1 Ом.5Вт в них. Можно использовать более низкие значения, но тогда разброс будет больше. Работа Q1 и Q2 в основном будет независимой, за исключением Vc и напряжения на Rload.

Однако для реального управления током потребуется контур обратной связи для регулирования Vc. И для того, чтобы действительно обеспечить соответствие тока в каждом транзисторе, потребовалась бы петля обратной связи для каждого транзистора.

Не пытайтесь использовать полевые МОП-транзисторы. По крайней мере, не ожидайте, что полевые МОП-транзисторы волшебным образом поделятся током.

Хотя полевые МОП-транзисторы очень хороши для параллельной работы в коммутируемом режиме работы, они не будут распределять ток при линейной работе.Это связано с тем, что пороговое напряжение между затвором и источником (\ $ V _ {\ text {th}} \ $) имеет отрицательный температурный коэффициент. При повышении температуры устройства \ $ V _ {\ text {th}} \ $ становится меньше, поэтому чем теплее деталь, тем раньше она начнет проводить (у Micro Semi есть примечание об этом в приложении). Вот диаграмма передаточной характеристики для иллюстрации.

Вы можете видеть, как \ $ V _ {\ text {th}} \ $ ниже, чем \ $ T_j \ $ растет. Это также означает, что для малых токов стока (около 5 ампер или около того в таблице) крутизна (\ $ g_f \ $) будет фактически выше для более горячей части.Параллельные устройства не начнут делиться током до тех пор, пока не пройдет точка кроссовера, показанная на диаграмме, примерно на 15 ампер. Для полевых транзисторов, работающих в линейном режиме, необычно когда-либо добраться до точки кроссовера.

Это проблема даже для одного полевого МОП-транзистора. Горячие пятна на кристалле MOSFET — это хорошо известное явление. Если вы откроете верхнюю часть полевого МОП-транзистора и возьмете микроскоп, вы увидите тысячи ячеек на кристалле, которые являются параллельными полевыми микро-МОП транзисторами. Каждый микро-полевой транзистор имеет свой собственный \ $ V _ {\ text {th}} \ $.Итак, для фиксированной \ $ V _ {\ text {gs}} \ $ и линейной операции ячейка с нижним значением \ $ V _ {\ text {th}} \ $ начнет проводить первую и нагреваться. \ $ V _ {\ text {th}} \ $ упадет, и эта ячейка (и все вокруг нее) будет проводить больше. Развивается горячая точка. Это может привести к повреждению устройства. On-Semi освещает это в примечании к приложению AND8199 (Совет по шляпе Филу Фросту).

Если обмен между ячейками на кристалле плохой, представьте, насколько плохим будет совместное использование между отдельными устройствами с несовпадающими \ $ V _ {\ text {th}} \ $.Помните, как Vbe BJT изменилось на -1,6 мВ / C? Что ж, \ $ V _ {\ text {th}} \ $ полевого транзистора изменяется примерно на -3 мВ / C, примерно в два раза больше, чем у BJT. Таким образом, дисбаланс тока между параллельными полевыми транзисторами при линейной работе будет намного хуже, чем у BJT (и они достаточно плохи).

Для линейного управления током с помощью полевого МОП-транзистора \ $ V _ {\ text {gs}} \ $ необходимо активно контролировать с помощью контура обратной связи. Вот недавний пример того, что происходит, когда полевой МОП-транзистор не управляется контуром обратной связи.

Параллельное включение полевых МОП-транзисторов с линейным управлением для разделения тока означает наличие петли обратной связи для каждого устройства.

Схема

— 3 последовательно соединенных транзистора?

^{смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab}

Давайте сначала сделаем несколько предположений, чтобы сделать анализ довольно простым.

1. Для свечения светодиода требуется ток 100 мА.

2. Все три транзистора идентичны с усилением = 100 для каждого транзистора.

3. база-эмиттер (Vbe) равен 0.7В на каждый из транзисторов.

4. Я дам теоретическое представление о том, как работает эта схема.

Начнем анализ с третьего квартала. Ток, необходимый для зажигания светодиода, составляет 100 мА. Это ток коллектора для Q3. Поскольку коэффициент усиления транзистора равен 100, требуемый базовый ток составляет 100 мА / 100 (= 1 мА). Этот ток должен подаваться транзистором Q2.

Сейчас во втором квартале. Ток эмиттера для этого транзистора должен составлять 1 мА. Ток эмиттера складывается из тока коллектора и тока базы.Базовым током можно пренебречь. Итак, ток эмиттера теперь равен току коллектора. И вы можете видеть, что ток цангового патрубка для Q2 составляет 1 мА. Поскольку этот транзистор также имеет коэффициент усиления 100, базовый ток теперь составляет 1 мА / 100 (= 0,01 мА). Этот базовый ток обеспечивается Q1.

Повторив тот же анализ для Q1, вы увидите, что ток коллектора для Q1 составляет 0,01 мА, а базовый ток составляет 0,01 мА / 100 (= 0,0001 = 10 мкА). Ток через резистор R4 составляет 100 нА. Обратите внимание на этот ток.

Теперь давайте посмотрим, какое напряжение на B1.

Транзистор включается только тогда, когда напряжение база-эмиттер достаточно, чтобы позволить необходимому току течь в базу транзистора. Я упомянул выше, что это напряжение составляет 0,7 В. Итак, чтобы Q3 включился, узел B3 должен быть на 0,7 В выше, чем его эмиттер. Поскольку эмиттер подключен к 0В, значение для B3 = 0,7В.

Теперь, глядя на Q2, его эмиттер привязан к B3, который находится на 0,7 В. Таким образом, транзистор может включиться только тогда, когда базовое напряжение на 0,7 В больше, чем напряжение эмиттера.т.е. B2 = 1,4 В.

Для Q3 эмиттер привязан к B2, поэтому эмиттер находится на 1,4 В. Повторяя ту же процедуру, что и выше, база должна быть на 2,1 В. Итак, B1 = 2,1В.

Теперь в игру вступает резистор R4. Он должен обеспечивать ток 10 мкА. Итак, напряжение на нем должно быть 10 мкА * 1к = 10 мВ. Поскольку один конец резистора подключен к 2,1 В (= 2100 мВ), другой конец должен быть подключен к 2,11 В (= 2110 мВ). Вы можете возразить, что получить такое точное напряжение почти невозможно, и это справедливо, если мы посмотрим на реальный сценарий.Но я просто рассматриваю теоретический аспект проблемы.

как соединить два транзистора последовательно

как соединить два транзистора последовательно

Сеть обмена стеком

Сеть Stack Exchange состоит из 176 сообществ вопросов и ответов, включая Stack Overflow, крупнейшее и пользующееся наибольшим доверием онлайн-сообщество, где разработчики могут учиться, делиться своими знаниями и строить свою карьеру.

Посетить Stack Exchange

2. 0
3. +0
6. Авторизоваться Зарегистрироваться

Electrical Engineering Stack Exchange — это сайт вопросов и ответов для профессионалов в области электроники и электротехники, студентов и энтузиастов.Регистрация займет всего минуту.

Зарегистрируйтесь, чтобы присоединиться к этому сообществу

Кто угодно может задать вопрос

Кто угодно может ответить

Лучшие ответы голосуются и поднимаются наверх

Спросил 4 года, 9 месяцев назад

Просмотрено 11к раз

\ $ \ begingroup \ $

Я пытаюсь соединить два транзистора вместе, чтобы они использовали одну базу и включались вместе.Я думал, что их можно просто соединить вот так:

За исключением того факта, что я использую только 1 вход, поэтому он должен выглядеть примерно так:

^{смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab}

, где у меня на конце должна гореть светодиодная лампочка. Я попытался сделать такую ​​схему на макетной плате, но светодиод ничего не делает, и ток не проходит. вот картинка,

: белый и черный контакты подключены к батарее, так что здесь может быть не так?

jbarlow

1,95599 серебряных знаков1515 бронзовых знаков

Создан 30 июл.

Poifqpoifq

711 золотой знак11 серебряный знак11 бронзовый знак

\ $ \ endgroup \ $ 7 \ $ \ begingroup \ $

Два простых способа исправить это.

1. Используйте транзисторы PNP вместо NPN. NPN не будет работать перед нагрузкой из-за того, что его эмиттер должен быть ниже, чем его базовый. Замените два 2n3904 на их аналоги 2n3906 PNP и переместите их основание на землю.

2. Переместите груз. Поместите светодиод и его токоограничивающий резистор перед коллекторами транзистора.

^{смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab}

Также измените номиналы резисторов.100 Ом при 9 В для светодиода — это слишком мало. 300 Ом или выше для светодиодного резистора и 1 кОм для транзисторов.

Но это бессмысленно. Поскольку обе базы связаны вместе, единственное, что делают эти транзисторы, — это тратят энергию (как VCE, так и VBE). Один транзистор в любой конфигурации лучше. Откровенно говоря, не было бы лучше и никакого транзистора, раз уж вы просто держите его включенным.

Создан 30 июл.

Прохожий

2,155 33 золотых знака7272 серебряных знака179179 бронзовых знаков

\ $ \ endgroup \ $ 1 \ $ \ begingroup \ $

На мой взгляд, распиновка 2N3904 E и C перепуталась.Например, светодиод переходит на 100R, затем 100R идет на коллектор RH 2N3904, где, как показано на схеме, 100R должен быть подключен к эмиттеру. и т.д.

Создан 30 июл.

\ $ \ endgroup \ $ Электротехнический стек Exchange лучше всего работает с включенным JavaScript

Ваша конфиденциальность

Нажимая «Принять все файлы cookie», вы соглашаетесь с тем, что Stack Exchange может хранить файлы cookie на вашем устройстве и раскрывать информацию в соответствии с нашей Политикой в ​​отношении файлов cookie.

Принимать все файлы cookie Настроить параметры

Транзисторы 101

Транзисторы 101 Изучение транзисторов
(через простую схему драйвера светодиода)

Светодиод

Светодиод — это устройство, показанное выше.Кроме красные, они также могут быть желтыми, зелеными и синими. Буквы LED означают свет Излучающий диод. Что важно помнить о диодах (включая светодиоды) заключается в том, что ток может течь только в одном направлении.

Чтобы светодиод заработал, нужен источник питания и резистор. Если вы попытаетесь использовать светодиод без резистора, вы, вероятно, перегорите светодиод. Светодиод имеет очень маленькое сопротивление поэтому через него будет протекать большое количество тока, если вы не ограничите ток с резистором.Если вы попытаетесь использовать светодиод без источника питания, вы можете быть очень разочарованы.

Итак, в первую очередь сделаем наш Светодиод загорается при настройке схемы ниже.

Шаг 1.) Сначала вам нужно найти положительная ножка светодиода. Самый простой способ сделать это — поискать нога, которая длиннее.

Шаг 2.) Как только вы узнаете, с какой стороны положительный, включите светодиод макет таким образом, положительный отрезок находится в одном ряду, а отрицательный — в другом. (На картинке ниже ряды вертикальные.)

Шаг 3.) Поместите одну ногу 220 резистор Ом (неважно, на какой ноге) в том же ряду, что и отрицательный ножка светодиода. Затем поместите другую ножку резистора в пустой ряд.

Шаг 4.) Отключите блок питания. адаптер от блока питания. Затем поместите заземляющий (черный провод) конец адаптер питания в боковом ряду с синей полосой рядом Это. Затем вставьте положительный (красный провод) конец адаптера питания в боковой ряд с красной полосой рядом.

Шаг 5.) Используйте короткую перемычку. (используйте красный цвет, так как он будет подключен к положительному напряжению), чтобы перейти от положительный ряд мощности (тот, рядом с которым есть красная полоса) к положительному ножка светодиода (не в том же отверстии, а в том же ряду). Использовать другой короткая перемычка (используйте черный цвет) для перехода от заземляющего ряда к резистору (нога, не подключенная к светодиоду). См. Картинку ниже если необходимо.

Макетная плата должна выглядеть как на картинке ниже.

Теперь подключите блок питания к стену, а затем подключите другой конец к адаптеру питания и Светодиод должен загореться.Ток течет от положительной ножки светодиода. через светодиод к отрицательной ножке. Попробуйте повернуть светодиод. Должно не загорается. Ток не может течь от отрицательного полюса светодиода к положительная нога.

Люди часто думают, что резистор должен быть первым на пути от положительного к отрицательному, чтобы ограничить количество тока, протекающего через светодиод. Но ток ограничен резистор независимо от того, где находится резистор. Даже когда вы впервые включаете мощность, ток будет ограничен определенной величиной, и его можно найти используя закон Ома.

Вездесущая полезность закона Ома:
[Напряжение (вольт) = ток (амперы) X сопротивление (Ом)]

Закон Ома может использоваться с резисторами найти ток, протекающий по цепи. Закон I = V / R (где I = ток, V = напряжение на резисторе и R = сопротивление). Для В приведенной выше схеме мы можем использовать только закон Ома для резистора, поэтому мы должны использовать то что при горит светодиоде на нем падение напряжения 1.9 (Кстати: падение напряжения зависит от типа светодиода).Это означает, что если положительный вывод подключен к 5 вольт, отрицательный нога будет на 3,1 вольта (т. е. 5,0–1,9 = 3,1). Теперь, когда мы знаем напряжение на обеих сторонах резистор и может использовать закон Ома для расчета тока. Текущий (5,0-1,9) / 220 = 3,6 / 2000 = 0,0014 Ампер = 14 мА

Это ток, протекающий через путь от 5В к GND. Это означает, что через оба канала проходит 14 мА. Светодиод и резистор (так как они включены последовательно). Если мы хотим изменить ток, протекающий через светодиода (таким образом, изменяя яркость) мы можем поменять резистор.Меньший резистор пропускает больше тока, а резистор большего размера пропускает меньше текущий поток. Будьте осторожны при использовании резисторов меньшего размера, потому что они будут раздражаться. Кроме того, некоторые светодиоды будут повреждены, если вы ими воспользуетесь. за пределами их максимального номинального тока … так что не используйте резистор, который настолько мал что вы будете генерировать чрезвычайно высокий ток (примечание: наш светодиод имеет максимум рабочий ток 20 мА).

Далее мы хотим иметь возможность повернуть светодиод включается и выключается без изменения схемы.Для этого мы научимся использовать другой электронный компонент, транзистор.

Транзистор

Транзисторы — основные компоненты во всей современной электронике. Это просто переключатели, которые мы можем использовать для включения и выключения. Несмотря на то, что они просты, они самый важный электрический компонент. Например, транзисторы почти единственные компоненты, используемые для построения процессора Pentium. Один Pentium 4 имеет около 55 миллионов транзисторов (именно поэтому эти чипы так чертовски горячий).Те, что в Pentium, меньше чем те, которые мы будем использовать, но они работают одинаково.

Транзисторы (2N2222), которые мы будем использовать в наших проектах, выглядят так:

Транзистор имеет три ножки, Коллектор (C), база (B) и эмиттер (E). Иногда они помечены на плоская сторона транзистора. Транзисторы обычно имеют одну круглую сторону и одна плоская сторона. Если плоская сторона обращена к вам, ножка эмиттера Слева опорная ножка находится посередине, а коллекторная ножка находится на справа (примечание: некоторые специальные транзисторы имеют другую конфигурацию выводов, чем пакет ТО-92, описанный выше).

Символ транзистора

В электрические схемы (схемы) для представления NPN транзистора

Базовая схема

База (B) — переключатель включения / выключения для транзистора. Если к базе идет ток, будет путь от коллектора (C) к эмиттеру (E), где может течь ток (Переключатель включен.) Если к базе не течет ток, значит, нет ток может течь от коллектора к эмиттеру.(Переключатель выключен.)

Ниже приведена базовая схема, которую мы будем использовать для всех наших транзисторов.

Чтобы построить эту схему, нам нужно только добавить транзистор и еще один резистор к схеме, которую мы построили выше для светодиода. Перед внесением любых изменений отключите блок питания от адаптера блока питания. на макете. Чтобы вставить транзистор в макет, разъедините ножки немного и поместите его на макет так, чтобы каждая ножка находилась в отдельном ряду. В ножка коллектора должна быть в том же ряду, что и ножка резистора, который подключен к земле (с помощью черной перемычки).Затем переместите перемычку переход от земли к резистору 220 Ом к эмиттеру транзистора.

Затем поместите одну ногу 100 кОм резистор в ряду с базой транзистора и другой ножкой в пустая строка, и ваша макетная плата должна выглядеть, как на картинке ниже.

Теперь наденьте один конец желтой перемычки. провод в положительном ряду (рядом с красной линией), а другой конец — в ряд с ножкой резистора 100 кОм (конец не подключен к База).Снова подключите источник питания, транзистор включится и Загорится светодиод. Теперь переместите один конец желтой перемычки из положительный ряд к основному ряду (рядом с синей линией). Как только ты снимите желтую перемычку с плюса питания, есть ток не течет к базе. Это заставляет транзистор выключиться и ток не может течь через светодиод. Как мы увидим позже, очень через резистор 100 кОм протекает небольшой ток. Это очень важно потому что это означает, что мы можем контролировать большой ток в одной части цепи (ток, протекающий через светодиод) только с небольшим током от Вход.

Вернуться к закону Ома

Мы хотим использовать закон Ома, чтобы найти ток на пути от входа к базе транзистора и ток, протекающий через светодиод. Для этого нам нужно использовать два основных факты о конкретных транзисторах, которые мы используем:

1.) Если транзистор включен, тогда базовое напряжение на 0,7 вольт выше, чем напряжение эмиттера.

2.) Если транзистор включен, напряжение коллектора на 1,6 вольт выше, чем напряжение эмиттера.

Итак, когда резистор 100 кОм подключен к 5 В постоянного тока, схема будет выглядеть так:

Таким образом, ток, протекающий через резистор 100 кОм, равен (5 — 0,7) / 100000 = 0,000043 A = 0,043 мА.

Ток, протекающий через резистор 220 Ом, равен (3,1 — 1,6) / 220 = 0,0068 А = 6,8 мА.

Если мы хотим протекать больше тока через светодиод, мы можем использовать меньший резистор (вместо 220) и мы будет получать больше тока через светодиод без изменения величины тока который идет от входной линии к базовому резистору 100 кОм.Это означает, что мы можем контролировать вещи, которые используют большая мощность (например, электродвигатели) с дешевыми транзисторными схемами малой мощности. Скоро вы узнаете, как использовать компьютер для управления событиями в реальном мире. Несмотря на то Выходы стандартного компьютера под управлением Windows не могут обеспечить достаточный ток для включения света и двигателей включения и выключения, компьютер может включать и выключать транзисторы (поскольку для этого требуется слабый ток) и Транзисторы могут управлять большим током для ламп и двигателей. Эта концепция называется усилением и представляет собой фундаментальную концепцию компьютерного интерфейса для эксперименты в реальном мире.

Примечание :
Это руководство во многом основано на том, что изначально появилось на несуществующем веб-сайте www.iguanalabs.com. (Посмертное спасибо ребятам из лаборатории игуаны).

Цепи транзисторов

Цепи транзисторов

Главная | Карта | Проекты | Строительство | Пайка | Исследование | Компоненты | 555 | Символы | FAQ | Ссылки

---

На этой странице объясняется работа транзисторов в схемах.Практические вопросы, такие как тестирование, меры предосторожности при пайке и идентификация выводов, рассматриваются в Страница транзисторов.

Общие: Типы | Токи | Функциональная модель | Пара Дарлингтона
Коммутация: Введение | Использовать реле? | Выход чипа | для NPN | и ПНП | Датчики | Инвертор

Следующая страница: Аналоговые и цифровые системы
См. Также: Транзисторы (пайка, идентификация выводов)

Типы транзисторов

Обозначения схемы транзистора

Есть два типа стандартных транзисторов, NPN и PNP , с разными обозначениями схем.Буквы относятся к слоям полупроводникового материала, из которых изготовлен транзистор. Большинство используемых сегодня транзисторов являются NPN-транзисторами, потому что их проще всего сделать из кремния. Эта страница в основном посвящена транзисторам NPN, и если вы новичок в электронике, лучше всего начните с изучения того, как их использовать.

Выводы имеют маркировку база (B), коллектор (C) и эмиттер (E).
Эти термины относятся к внутренней работе транзистора, но их не так много. Помогите понять, как используется транзистор, так что относитесь к ним как к ярлыкам!

Пара Дарлингтона — это два транзистора, соединенных вместе чтобы дать очень высокий коэффициент усиления по току.

Помимо стандартных (биполярных) транзисторов, есть полевые транзисторы , которые обычно обозначаются как FET s. У них разные символы схем и свойства, и они (пока) не рассматриваются на этой странице.

---

Токи транзисторов

На схеме показаны два пути тока через транзистор. Вы можете построить эта схема с двумя стандартными 5-миллиметровыми красными светодиодами и любым универсальным маломощным Транзистор NPN (например, BC108, BC182 или BC548).

Малый базовый ток управляет большим током коллектора .

Когда переключатель замкнут. небольшой ток течет в основание (B) транзистор. Этого достаточно, чтобы светодиод B тускло светился. Транзистор усиливает этот небольшой ток, чтобы позволить большему току течь через его коллектор (C) к его эмиттеру (E). Этот ток коллектора достаточно велик, чтобы светодиод C светился ярко.

При разомкнутом переключателе базовый ток не течет, поэтому транзистор отключается коллекторный ток.Оба светодиода выключены.

Транзистор усиливает ток и может использоваться как переключатель.

Это устройство, в котором эмиттер (E) находится в цепи управления (базовый ток) а в управляемой цепи (коллекторный ток) называется общим эмиттерным режимом . Это наиболее широко используемая схема транзисторов, поэтому ее нужно изучить в первую очередь.

---

Функциональная модель NPN-транзистора

Функционирование транзистора сложно объяснить и понять с точки зрения его внутренней структуры.Более полезно использовать эту функциональную модель:

• Переход база-эмиттер ведет себя как диод.
• A базовый ток I _B протекает только при напряжении V _BE на переходе база-эмиттер составляет 0,7 В или более.
• Ток малой базы I _B управляет током большого коллектора Ic.
• Ic = h _FE × I _B (если транзистор не открыт и не насыщен)
  h _FE — коэффициент усиления по току (строго по постоянному току), типичное значение для h _FE — 100 (у него нет единиц измерения, потому что это соотношение)
• Сопротивление коллектор-эмиттер R _CE регулируется током базы I _B :
  • I _B = 0 R _CE = бесконечный транзистор выключен
  • I _B малый R _CE пониженный транзистор частично включен
  • I _B увеличен R _CE = 0 транзистор полностью открыт («насыщен»)

Дополнительные замечания:

• Резистор часто требуется последовательно с базовым соединением для ограничения базы. ток I _B и предотвратить повреждение транзистора.
• Транзисторы имеют максимальный ток коллектора Ic.
• Коэффициент усиления по току h _FE может широко варьироваться , даже для однотипных транзисторов!
• Транзистор, заполненный на на (с R _CE = 0), называется « насыщенный ».
• При насыщении транзистора напряжение коллектор-эмиттер В _CE снижается почти до 0В.
• При насыщении транзистора определяется ток коллектора Ic. напряжением питания и внешним сопротивлением в цепи коллектора, а не коэффициент усиления транзистора по току.В результате соотношение Ic / I _B для насыщенного транзистора коэффициент усиления по току меньше _FE .
• Ток эмиттера I _E = Ic + I _B , но Ic намного больше, чем I _B , поэтому примерно I _E = Ic.

На плате есть таблица с техническими характеристиками некоторых популярных транзисторов. страница транзисторов.

---

Схема сенсорного переключателя

Пара Дарлингтона

Это два транзистора, соединенных между собой так, что ток усиливается первым усиливается вторым транзистором.Общий коэффициент усиления по току равен два индивидуальных выигрыша, умноженные вместе:

Коэффициент усиления по току пары Дарлингтона, ч _FE = h _FE1 × h _FE2
(h _FE1 и h _FE2 — коэффициенты усиления отдельных транзисторов)

Это дает паре Дарлингтона очень высокий коэффициент усиления по току, например 10000, так что для включения пары требуется лишь крошечный базовый ток.

Пара Дарлингтона ведет себя как одиночный транзистор с очень высокий коэффициент усиления по току. Имеет три вывода ( B , C и E ) которые эквивалентны выводам стандартного отдельного транзистора. Для включения на обоих соединенных переходах база-эмиттер должно быть 0,7 В. последовательно внутри пары Дарлингтона, поэтому для включения требуется 1,4 В.

Пары Дарлингтона доступны в виде полных пакетов, но вы можете составить свои собственные. от двух транзисторов; TR1 может быть маломощным, но обычно TR2 должен быть высоким. мощность.Максимальный ток коллектора Ic (max) для пары одинаков. как Ic (max) для TR2.

Пара Дарлингтона достаточно чувствительна, чтобы реагировать на небольшой ток, проходящий через ваша кожа, и его можно использовать для изготовления сенсорного переключателя , как показано на схеме. Для этой схемы, которая просто зажигает светодиод, два транзистора могут быть любыми. транзисторы малой мощности. 100 тыс. резистор защищает транзисторы, если контакты соединены куском провода.

---

Использование транзистора в качестве переключателя

Когда транзистор используется в качестве переключателя, он должен быть либо ВЫКЛ. , либо полностью ВКЛЮЧЕННЫМ . В полностью открытом состоянии напряжение V _CE на транзисторе почти равно нулю. и транзистор называется насыщенным , потому что он больше не может проходить ток коллектора Ic. Устройство вывода, переключаемое транзистором, обычно называется «нагрузкой».

Мощность, развиваемая переключающим транзистором, очень мала:

• В состоянии ВЫКЛ. : мощность = Ic × V _CE , но Ic = 0, поэтому мощность равна нулю.
• В состоянии полный ВКЛ. : мощность = Ic × V _CE , но V _CE = 0 (почти), поэтому мощность очень мала.

Это означает, что транзистор не должен нагреваться при использовании, и вам не нужно рассмотрите его максимальную номинальную мощность. Важные характеристики в схемах переключения — максимальный ток коллектора Ic (макс.) и минимальный коэффициент усиления по току h _FE (мин) . Номинальное напряжение транзистора может быть проигнорировано, если вы не используют напряжение питания более 15 В.На плате есть таблица с техническими характеристиками некоторых популярных транзисторов. страница транзисторов.

Для получения информации о работе транзистора см. функциональная модель выше.

Защитный диод

Если нагрузка — двигатель , реле или соленоид (или любое другое устройство с катушкой) диод должен быть подключен к нагрузке для защиты транзистор (и микросхема) от поломки при отключении нагрузки.На диаграмме показаны как это связано «в обратном направлении», так что обычно НЕ будет проводить. Только проведение возникает при выключении нагрузки, в этот момент ток пытается продолжить течь через катушку и безвредно отводится через диод. Без диода нет ток может течь, и катушка вызовет разрушительный выброс высокого напряжения в ее попытаться сохранить текущее течение.

Когда использовать реле

Транзисторы не могут переключать переменный ток или высокое напряжение (например, электросеть), и они обычно не лучший выбор для коммутации больших токов (> 5A).В этих случаях потребуется реле, но учтите, что для переключения тока катушки реле все же может потребоваться маломощный транзистор!

Преимущества реле:

• Реле могут переключать переменного тока и постоянного тока , транзисторы могут переключать только постоянный ток.
• Реле могут переключать высокое напряжение , транзисторы — нет.
• Реле — лучший выбор для переключения больших токов (> 5A).
• Реле могут переключать множество контактов одновременно.

Недостатки реле:

• Реле более громоздкие, чем транзисторы, для коммутации малых токов.
• Реле не может переключаться быстро , транзисторы могут переключаться много раз в секунду.
• Реле потребляют больше энергии из-за тока, протекающего через их катушку.
• Реле требует большего тока, чем могут обеспечить многие микросхемы , поэтому низкое энергопотребление Транзистор может понадобиться для переключения тока катушки реле.

---

Подключение транзистора к выводу микросхемы

Большинство микросхем не могут обеспечивать большие выходные токи, поэтому может потребоваться транзистор. для переключения большего тока, необходимого для выходных устройств, таких как лампы, двигатели и реле. Микросхема таймера 555 необычна тем, что может обеспечивать относительно большой ток до 200 мА, которого достаточно для некоторых устройств вывода, таких как слаботочные лампы, зуммеры и много катушек реле без необходимости использования транзистора.

Транзистор также можно использовать для включения микросхемы, подключенной к источнику низкого напряжения (например, 5 В). для переключения тока для выходного устройства с отдельным источником более высокого напряжения (например, 12 В). Два источника питания должны быть соединены, обычно это делается путем соединения их 0В соединений. В этом случае следует использовать транзистор NPN.

Резистор R _B необходим для ограничения тока, протекающего в базе транзистор и предотвратить его повреждение.Однако R _B должен быть достаточно низким, чтобы убедитесь, что транзистор полностью пропитан, чтобы предотвратить его перегрев, это особенно важно, если транзистор коммутирует большой ток (> 100 мА). Безопасное правило — сделать базовый ток I _B примерно в пять раз больше, чем значение, которое должно просто насыщать транзистор.

Выбор подходящего NPN-транзистора

На принципиальной схеме показано, как подключить NPN транзистор , он включится. нагрузка при выходе микросхемы высокая .Если вам нужно обратное действие, с включенной нагрузкой, когда выход микросхемы низкий (0 В) пожалуйста см. схему транзистора PNP ниже.

В приведенной ниже процедуре объясняется, как выбрать подходящий переключающий транзистор.

Транзисторный переключатель NPN (нагрузка включена, когда выходной сигнал микросхемы высокий) Использование единиц измерения в расчетах Не забудьте использовать V, A и или В, мА и k.Подробнее см. страницу Закона Ома.

1. Максимальный ток коллектора транзистора Ic (макс.) должен быть больше тока нагрузки Ic.

   ток нагрузки Ic =	напряжение питания Vs
   	сопротивление нагрузки R L

2. Минимальное усиление тока транзистора h _FE (мин) должно быть не менее пяти раз деленного тока нагрузки Ic по максимальному выходному току с микросхемы.

   ч FE (мин)> 5 ×	ток нагрузки Ic
   	макс. ток микросхемы

3. Выберите транзистор, который соответствует этим требованиям, и запишите его свойства: Ic (max) и h _FE (мин).
   Есть таблица с техническими характеристиками некоторых популярных транзисторов. на странице транзисторов.
4. Рассчитайте приблизительное значение для базового резистора:

   R B =	Vc × h FE	где Vc = напряжение питания микросхемы (в простой схеме с одним источником питания это Vs)
   	5 × Ic

   Для простой схемы, в которой микросхема и нагрузка используют один и тот же источник питания (Vc = Vs) вы можете предпочесть использовать: R _B = 0.2 × R _L × h _FE

   Затем выберите ближайшее стандартное значение для базового резистора.

5. Наконец, помните, что если нагрузкой является двигатель или катушка реле, требуется защитный диод.

Пример
Выход КМОП-микросхемы серии 4000 необходим для работы реле с 100 катушек.
Напряжение питания составляет 6В как для микросхемы, так и для нагрузки. Чип может обеспечивать максимальный ток 5 мА.

1. Ток нагрузки = Vs / R _L = 6/100 = 0,06 A = 60 мА, поэтому транзистор должен иметь Ic (макс.)> 60 мА.
2. Максимальный ток от микросхемы 5мА, поэтому транзистор должен иметь h _FE (мин)> 60 (5 × 60 мА / 5 мА).
3. Выберите транзистор BC182 малой мощности общего назначения с Ic (макс.) = 100 мА и h _FE (мин) = 100.
4. R _B = 0,2 × R _L × h _FE = 0.2 × 100 × 100 = 2000 г. поэтому выберите R _B = 1k8 или 2k2.
5. Для катушки реле требуется защитный диод.

Транзисторный переключатель PNP (нагрузка включена, когда выходной сигнал микросхемы низкий)

Выбор подходящего транзистора PNP

На принципиальной схеме показано, как подключить транзистор PNP , он включится. нагрузка при выходе микросхемы низкий (0В).Если вам нужно обратное действие, с включенной нагрузкой, когда выход микросхемы высокий пожалуйста см. схему NPN-транзистора выше.

Процедура выбора подходящего PNP-транзистора точно такая же. как для NPN-транзистора, описанного выше.

---

Использование транзисторного ключа с датчиками

Светодиод загорается, когда LDR темно

Светодиод загорается, когда LDR яркий

На верхней принципиальной схеме показан LDR (датчик освещенности). подключен так, чтобы светодиод загорался, когда LDR находится в темноте.Переменный резистор регулирует яркость, при которой транзистор включается и выключается. В этой схеме можно использовать любой транзистор малой мощности общего назначения.

Постоянный резистор 10 кОм защищает транзистор от чрезмерного базового тока (который приведет к его разрушению), когда переменная резистор уменьшен до нуля. Чтобы переключить эту схему на подходящую яркость, вы можете необходимо поэкспериментировать с разными значениями постоянного резистора, но оно не должно быть меньше 1к.

Если транзистор переключает нагрузку с помощью катушки, такой как двигатель или реле, помните для добавления защитного диода к нагрузке.

Действие переключения можно инвертировать , поэтому светодиод загорается, когда LDR ярко освещен, если поменять местами LDR и переменный резистор. В этом случае фиксированный резистор можно не устанавливать, потому что сопротивление LDR не может быть уменьшено до нуля.

Обратите внимание, что переключающее действие этой схемы не очень хорошее, потому что будет промежуточная яркость, когда транзистор будет частично на (не насыщенный).В этом состоянии транзистор может перегреться, если он не переключает небольшой ток. Нет проблем с небольшим током светодиода, но с большим током лампа, двигатель или реле могут вызвать перегрев.

Другие датчики, такие как термистор, могут использоваться с этой схемой, но для них может потребоваться другой переменный резистор. Вы можете рассчитать приблизительное значение переменного резистора (Rv), используя мультиметр для определения минимального и максимального значений сопротивления датчика (Rmin и Rmax):

Переменный резистор, Rv = квадратный корень из (Rmin × Rmax)

Например, LDR: Rmin = 100, Rmax = 1M, поэтому Rv = квадратный корень из (100 × 1M) = 10к.

Вы можете сделать гораздо лучшую схему переключения с датчиками, подключенными к подходящему IC (чип). Действие переключения будет намного более резким без частичного включения.

---

Транзисторный инвертор (НЕ затвор)

Инверторы (НЕ вентили) доступны на логических микросхемах, но если вам нужен только один инвертор, как правило, лучше использовать эту схему. Выходной сигнал (напряжение) является инверсией входного сигнала:

• Когда на входе высокий уровень (+ Vs), на выходе низкий уровень (0V).
• Когда на входе низкий уровень (0 В), на выходе высокий уровень (+ Vs).

Можно использовать любой маломощный NPN-транзистор общего назначения. Для общего пользования R _B = 10 тыс. и R _C = 1k, тогда выход инвертора можно подключить к устройству с входным сопротивлением (сопротивлением) не менее 10к например, логическая микросхема или таймер 555 (входы триггера и сброса).

Если вы подключаете инвертор к входу логической микросхемы CMOS (очень высокий импеданс) вы можете увеличить R _B до 100 тыс. и R _C до 10 тыс., это уменьшит ток, используемый инвертором.

---

Следующая страница: Аналоговые и цифровые системы | Изучение электроники

---

---

© Джон Хьюс 2007, Клуб электроники, www.kpsec.freeuk.com
Этот сайт был взломан с использованием ПРОБНОЙ версии WebWhacker.