Расчет обратноходового импульсного трансформатора: Расчет трансформатора для обратноходового импульсного источника питания (Flyback)

Расчет трансформатора для обратноходового импульсного источника питания (Flyback)

Популярность обратноходовых источников питания (ОИП, Flyback) последнее время сильно возросла в связи с простотой и дешевизной этого схемного решения – на рынке можно часто встретить интегральные схемы, включающие в себя практически всю высоковольтную часть такого источника, пользователю остается только подключить трансформатор и собрать низковольтную часть по стандартным схемам. Для расчета трансформаторов также имеется большое количество программного обеспечения – начиная от универсальных программ и заканчивая специализированным ПО производителей интегральных схем.

Сегодня же я хочу поговорить о ручном расчете импульсного трансформатора. «Зачем это нужно?», может спросить читатель. Во-первых, ручной расчет трансформатора подразумевает полное понимание процессов, происходящих в источнике питания, чего зачастую не происходит, если начинающий радиолюбитель рассчитывает трансформатор в специальном ПО. Во-вторых, ручной расчет позволяет выбирать оптимальные параметры функционирования источника (и иметь представление, какой параметр в какую сторону надо изменить для достижения заданного результата) еще на этапе разработки.

Итак, начнем. Структурная схема ОИП представлена на рис. 1. Он состоит из следующих основных функциональных узлов: ключ Sw, трансформатор Т1, выпрямитель выходного напряжения VD1 и C2, фильтр высокочастотных помех С1 и снаббер Snb.

Рис. 1

Работает такой источник следующим образом (см. упрощенные графики на рис. 2): в начальный момент времени t0 ключ Sw открывается, подавая входное напряжение Uin на первичную обмотку трансформатора Т1. В это время напряжение на нижнем выводе обмотки I (точка а) равно нулю (относительно отрицательного провода входного напряжения), в обмотке I начинает линейно нарастать ток, а на обмотке II появляется напряжение, пропорциональное коэффициенту трансформации Т1 (UoutInv). Но полярность этого напряжения оказывается отрицательной (на верхнем по схеме выводе обмотки II, точка b), поэтому диод VD1 закрыт и напряжение на выходной конденсатор С2 не проходит. За промежуток Ton (от t0 до t1) ток через обмотку I линейно нарастает до значения Imax, и энергия запасается внутри трансформатора Т1 в виде магнитного поля.

Рис. 2

В момент времени t1 ключ Sw резко закрывается, ток через обмотку I прекращается и в ней возникает ЭДС самоиндукции, направленная так, чтобы продолжить прекратившийся ток. В этот момент обмотка I сама становится источником напряжения. Так получается потому, что энергия в катушке индуктивности запасается в виде тока (на самом деле, в виде магнитного поля, но он пропорционален току через катушку, поэтому формула энергии в катушке A = LI²/2), но по закону сохранения энергии она не может исчезнуть бесследно, она должна куда-то перейти. Следовательно, ток в катушке не может прекратиться мгновенно, поэтому катушка сама становится источником напряжения, причем любой амплитуды (!) – такой, чтобы обеспечить сразу после закрытия ключа продолжение того же самого тока Imax. Это является первой важной особенностью катушки индуктивности, которую следует запомнить –

при резком прекращении тока в катушке, она становится источником напряжения любой амплитуды, пытаясь поддержать прекратившийся в ней ток, как по направлению, так и по амплитуде. Какой же именно «любой» амплитуды? Достаточно большой, чтобы, например, вывести из строя высоковольтный ключ или образовать искру в свече зажигания автомобиля (да, в зажигании автомобиля использует именно это свойство катушек индуктивности).

Все, что описано выше так и происходило бы, если бы обмотка I была единственной обмоткой трансформатора Т1. Но в нем еще есть обмотка II, индуктивно связанная с I. Поэтому, в момент времени t1 в ней тоже возникает ЭДС, направленная так, что в точке b оказывается плюс по отношению к земле. Эта ЭДС открывает диод VD1 и начинает заряжать конденсатор C2 током I2max. Т.е. заряд конденсатора C2 и передача энергии в нагрузку происходит в тот момент времени, когда ключ Sw закрыт.

Именно поэтому источники питания, построенные по такому принципу, называют обратноходовыми – потому что в них нет прямой передачи энергии из высоковольтной части в низковольтную, энергия сначала запасается в трансформаторе, а потом отдается потребителю.

В интервал времени от t1 до t2 линейно спадающий от I2max до 0 ток I2 вторичной обмотки поддерживает магнитное поле внутри катушки в соответствии с законом сохранения энергии и не дает напряжению на первичной обмотке (т.к. они индуктивно связаны) вырасти до неконтролируемого значения. Напряжение на обмотке I в этот момент становится равно напряжению выхода, умноженному на коэффициент трансформации Т1. Однако, полярность этого напряжения такова, что оно складывается с входным напряжением Uin и прикладывается к закрытому ключу Sw. Т.е. на закрытый ключ Sw прикладывается напряжение больше входного! Это также является важной особенностью ОИП, которую следует запомнить.

В момент времени t2 энергия, запасенная в трансформаторе Т1 заканчивается, диод VD1 закрывается, напряжение в точке b становится равным нулю, в точке a – входному напряжению питания, и все процессы в схеме прекращаются до момента t3, когда весь цикл повторяется с самого начала.

При этом, в интервалах времени t0-t1 и t2-t4 питание нагрузки осуществляется исключительно за счет энергии, запасенной выходным конденсатором С2.

Описанный режим работы ОИП называется режимом разрывных токов – т.е. за интервал Toff (t1-t3) вся энергия, запасенная в трансформаторе Т1 передается в нагрузку, поэтому, в момент t3 ток через первичную обмотку I начинает нарастать с нуля. Существует также режим неразрывных токов, когда на момент t3 некоторая часть энергии еще продолжает находиться в трансформаторе Т1, и ток через обмотку I в момент t3 начинается не с нулевого значения. Данный режим имеет свои особенности, преимущества и недостатки, о которых мы поговорим в следующий раз.

Итак, какими основными особенностями обладает ОИП в режиме разрывных токов? Выпишем основные пункты:

1. Передача энергии от источника к потребителю в ОИП не идет напрямую, энергия сначала запасается в трансформаторе, а затем передается в нагрузку. Это однозначно определяет фазировку первичной и вторичной обмоток, а также заставляет использовать только однополупериодный выпрямитель на выходе блока. Также отсюда следует неявный вывод 2, который, как показала моя личная практика, к сожалению, не до конца понимают даже достаточно опытные конструкторы блоков питания.
2. Максимальная мощность, которую может выдать ОИП в нагрузку, кроме всего прочего, ограничена максимальным количеством энергии, которую может запасти трансформатор! А это, в свою очередь, определяется конструктивными особенностями сердечника и не зависит от обмоток и количества их витков (ниже в статье я рассмотрю данный «парадокс» отдельно и приведу математические доказательства). Эта особенность ограничивает применение ОИП там, где нужны большие выходные мощности.
3. Низковольтная цепь ОИП состоит из диода, конденсатора и, возможно, дополнительных фильтрующих элементов. Однако, в ОИП первым всегда стоит диод, затем идет конденсатор и никак иначе.
4. В установившемся режиме работы ОИП количество энергии, полученное первичной обмоткой I трансформатора Т1 за время Ton равно (без учета потерь) количеству энергии, отданному обмоткой II за время Toff. Поскольку скорость приема или отдачи энергии катушкой определяется напряжением на ней, то зависимость между напряжением «заряда» и «разряда» определяется именно интервалами Toff и Ton. Т.е., по сути, в самом сложном режиме работы блока Duty cycle (коэффициент заполнения, D), равный Ton/(Ton + Toff) определяет отношение обратного напряжения на обмотке I к напряжению питания Uin. Этот пункт будет пояснен подробнее ниже.
5. По закону сохранения энергии, ток I2max, отдаваемый обмоткой II в нагрузку в момент времени t1 численно равен току Imax, только что протекавшему в первичной обмотке, умноженному на отношение количества витков в обмотке I к количеству витков в обмотке II (пояснение ниже).
6. Импульсное значение тока I2max значительно превышает средний выходной ток блока питания (в 2.5 и более раз), поэтому на выпрямительном диоде VD1 может рассеиваться значительная мощность. Именно эта особенность ограничивает применение ОИП там, где нужны большие выходные токи.
7. То же самое (высокое импульсное значение тока) относится и к вторичной обмотке II.
8. Обратное напряжение на диоде VD1 в несколько раз выше выходного напряжения. Это происходит из-за того, что обычно обратное напряжение на первичной обмотке (которое является прямым для диода) выбирается в несколько раз ниже входного, поэтому входное (которое является обратным для диода) после трансформации оказывается в несколько раз выше выходного.

Пояснение к п. 4. Из физики мы помним формулу для катушки индуктивности:

U(t) = L*(dI(t)/dt),

которая означает, что напряжение на катушке прямо пропорционально ее индуктивности, умноженной на скорость изменения тока в ней. Что это нам дает? Прежде всего, то, что если мы прикладываем к катушке постоянное напряжение U, то скорость изменения тока в ней постоянна. Это позволяет переписать формулу для постоянного напряжения без дифференциалов:

U = L*(ΔI/Δt),

и именно в соответствии с этой формулой графики тока на рис. 2 прямые. Далее, если мы прикладываем напряжение Uin к катушке на время Ton, ток в ней возрастет до значения

Imax = Uin*Ton/L

Теперь мы хотим (в самом нагруженном режиме работы), чтобы вся энергия катушки, которую мы только что набрали, была передана в нагрузку за интервал Toff, т.е. на момент t3 ток в катушке должен упасть до нуля. Здесь для упрощения представим, что мы как подаем, так и снимаем напряжение/ток с одной и той же катушки I, позже я объясню, почему такое допущение возможно. Посчитаем, на какое напряжение мы можем «разряжать» катушку, чтобы ток в момент t3 достиг нуля:

Udis = L*Imax/Toff,

Подставляем и упрощаем:

Udis = L*Uin*Ton/(L*Toff) = Uin*Ton/Toff

Т.е. напряжение, на которое мы должны «разряжать» катушку в моменты закрытия ключа Sw зависит только от входного напряжения и интервалов «заряда»-«разряда». Вспомним формулу коэффициента заполнения D:

D = Ton/(Ton + Toff),

таким образом:

Udis = Uin*D/(1 – D)

Но, напряжение, на которое мы «разряжаем» катушку – это и есть то обратное напряжение, которое возникает в первичной обмотке в моменты закрытия ключа. Т.е. мы получили, что оно зависит только от входного напряжения и коэффициента заполнения D и определяется формулой:

Uinv = Uin*D/(1 – D)

При работе в реальных условиях значение коэффициента заполнения D будет меняться в зависимости от входного напряжения и нагрузки блока питания. Свое максимальное значение D будет принимать при минимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности — этот режим работы считается самым сложным, и данное максимальное значение D и задается при проектировании блока. Что будет в те моменты, когда входное напряжение блока будет выше или нагрузка будет неполной? D будет принимать меньшие значения, т.к. от более высокого напряжения энергия быстрее «запасется» в первичной обмотке, или же (в случае меньшей нагрузки) надо просто «запасать» меньшее количество энергии. В любом случае, обратное напряжение на первичной обмотке будет всегда одинаковым, т.к. оно жестко связано с выходным напряжением, а то, в свою очередь, стабилизируется схемой. Итак, максимальное обратное напряжение на ключе равно:

Usw = Umax + Umin*D/(1 – D)

Это важный момент при проектировании ОИП, т.к. обычно максимальное обратное напряжение на ключе является исходным параметром, т.е. максимальный коэффициент заполнения D также является исходной величиной. На практике обычно применяют следующие максимальные значения D: 25% (1/4), 33% (1/3) и реже 50% (1/2). Как вы понимаете, в последнем случае максимальное обратное напряжение на ключе будет равно удвоенному минимальному входному напряжению, что усложняет выбор полупроводникового прибора. Более низкие максимальные значения D, в свою очередь, снижают максимальную мощность при том же токе Imax, затрудняют процесс управления ключом Sw и снижают стабильность работы блока.

Почему же здесь мы применили допущение, что мы как подаем энергию, так и снимаем ее с первичной обмотки I, и что будет в реальности, когда снимается энергия с катушки II? То же самое. Напряжение на выводах любой обмотки трансформатора пропорционально скорости изменения магнитного поля в сердечнике (а поле пропорционально току, поэтому напряжение пропорционально скорости изменения тока). Поэтому не важно, с какой обмотки мы будем снимать энергию, если мы будем делать это с одной и той же скоростью, магнитное поле в трансформаторе будет уменьшаться одинаково, а на выводах первичной обмотки будет одно и то же напряжение. Но на какое напряжение надо «разряжать» вторичную обмотку, чтобы снятие энергии происходило с той же самой скоростью? Для этого сначала рассмотрим ток во вторичной обмотке.

Пояснение к п. 5. Пусть обмотка I имеет N1 витков, в то время как обмотка II – N2. Магнитное поле создается током, проходящим через каждый виток катушки, т.е. оно пропорционально произведению I*N. Тогда, получаем Imax*N1 = I2max*N2 (исходя из того, что обе обмотки намотаны в абсолютно одинаковых условиях), отсюда начальный ток вторичной обмотки:

I2max = Imax*N1/N2

Итак, ток во вторичной обмотке будет в N1/N2 раз выше, чем в первичной. Но на какое напряжение мы должны «разряжать» вторичную обмотку, чтобы к моменту t3 потратить всю энергию, запасенную в трансформаторе? Очевидно, что делать это мы должны с точно такой же скоростью; т.е. в каждый отдельный момент времени трансформатор будет терять одно и то же значение энергии dA(t). Но в первом случае dA(t) = Udis*I1(t)*dt (получено из A = W*T, W = U*I), а теперь это будет dA(t) = Uout*I2(t)*dt. Приравняем эти две функции:

Uout *I2(t) = Udis*I1(t), следовательно, в самом начале «разряда» моментальные мощности разряда должны быть равны:

Uout*I2max = Udis*Imax,

Uout = Udis*Imax/I2max = Udis*Imax/(Imax*N1/N2) = Udis*N2/N1

Т.е. для того, чтобы потратить всю энергию трансформатора к моменту t3, мы должны «разряжать» вторичную обмотку II на напряжение Udis*N2/N1, при этом ток разрядки будет линейно падать от Imax*N1/N2 до нуля. Таким образом, мы установили связь между выходным напряжением блока, количеством витков в обмотках и обратным напряжением на первичной обмотке трансформатора.

На этом сугубо теоретическая часть заканчивается, и мы можем перейти к практике. Первый вопрос, который, скорее всего, возникает на данный момент у читателя – это с чего вообще начать разработку ОИП? Ниже я приведу рекомендованную последовательность шагов. Начнем с ситуации, когда трансформатор планируется изготовить полностью самостоятельно (на него нет жестких ограничений).

1. Определяем выходные напряжения и токи источника питания.
2. Увеличиваем выходные напряжения на величину, падающую на выпрямительных диодах (VD1). Лучше всего воспользоваться справочной информацией, но в первом приближении можно брать 1В для обычных кремниевых диодов и 0.3В для диодов Шоттки. Особую точность следует соблюдать, когда ОИП имеет несколько выходных обмоток с разным напряжением, т.к. стабилизовать напряжение возможно только на одной из них.
3. Считаем суммарную выходную мощность трансформатора.
4. Считаем расчетную входную мощность блока как Pin = Pout/0.8 (здесь берется КПД блока 80%).
5. Определяем частоту преобразования F. Обычно выбирается частота от 20КГц до 150КГц. Частоты ниже 20КГц могут быть слышны человеческому уху (блок будет «пищать»), частоты выше 150КГц накладывают более серьезные ограничения на элементную базу, также увеличиваются потери на переключение полупроводников (ключа и диодов). Увеличение частоты преобразования позволяет уменьшить габариты трансформатора, наиболее распространенный диапазон частот для ОИП: от 66 до 100 Кгц.
6. Вычисляем максимальное входное напряжение, от которого нам придется работать. Обычно оно вычисляется как выпрямленное напряжение сети +20%, т.е. Umax = Uсети*1.7 (391В для сети 230В). На это напряжение также должен быть рассчитан конденсатор входного фильтра (не менее 400В в данном случае).
7. Вычисляем минимальное входное напряжение, от которого нам придется работать. Обычно вычисляется как минимальное допустимое рабочее напряжение -20%, минус просадка напряжения на фильтрующем конденсаторе за полупериод входного напряжения. Для сети 230В и емкости конденсатора входного фильтра из расчета не менее 1мкф на 1 ватт нагрузки, можно брать (в среднем) значение Umin = 220В. Если представить, что напряжение на конденсаторе вообще не просаживается от одного полупериода входного напряжения до другого, то Umin можно взять 260В.
8. Определяем коэффициент заполнения D исходя из максимально допустимого обратного напряжения на ключе (считается по формуле Uinv = Umax + Umin*D/(1 – D)).
9. Рассчитываем количество энергии, которую необходимо передать во вторичную обмотку за один импульс: Aimp = Рin*1s/F = Рin/F.
10. Решаем систему уравнений для самого тяжелого режима работы: A = LImax²/2, Umin = LImax*F/D, получаем L = Umin²*D²/(2*Aimp*F²), Imax = Umin*D/(L*F) – это будет требуемая индуктивность первичной обмотки и максимальный ток, протекающий через нее.
11. Исходя из полученного Imax выбираем ключ.
12. Если Imax получился несколько больше, чем может обеспечить имеющийся (выбранный) ключ, меняем исходные параметры – увеличиваем D (насколько возможно исходя из допустимого обратного напряжения ключа), увеличиваем емкость фильтрующего конденсатора, чтобы поднять Umin. На первый взгляд может показаться удивительным, но максимальный ток в первичной обмотке не зависит от частоты – если всё подставить в формулы, получим Imax = 2*Pin/(Umin*D). Исходя из этой формулы, можно было рассчитать максимальный ток и на этапе 8 (сразу после выбора D), но там было бы сложно объяснить, откуда взялся такой расчет.
13. Если значение Imax все равно оказывается больше допустимого и увеличить его никак нельзя, следует рассмотреть конструкцию ОИП в режиме неразрывных токов.
14. Исходя из требуемой индуктивности первичной обмотки и максимального тока в ней, выбираем сердечник трансформатора, рассчитываем необходимый зазор и количество витков первичной обмотки (формулы будут ниже в статье).
15. По формуле N2 = Uout*N1*(1 – D)/(Umin*D) рассчитываем количество витков вторичной обмотки.
16. Определяем среднеквадратичное значение токов в обмотках трансформатора по формуле Irms = Imax*SQRT(D/3), исходя из которых рассчитываем диаметр провода, необходимого для намотки. Чаще всего в импульсных источниках питания применяется плотность тока от 2 до 5 А/мм².
17. Мотаем трансформатор по всем правилам намотки трансформаторов для ОИП.
18. Для того, чтобы убедиться в правильности намотки, измеряем индуктивность первичной обмотки.

Теперь немного рассмотрим сам трансформатор и его конструкцию. Традиционно для импульсных источников питания трансформатор изготавливается на каком-либо сердечнике, выполненном из материала с высокой магнитной проницаемостью. Это позволяет при том же самом количестве витков обмоток сильно увеличить их индуктивность, т.е. сократить количество витков для достижения заданной индуктивности, и, следовательно, уменьшить габариты намотки. Однако, применение сердечника добавляет и недостатки – за счет магнитного гистерезиса в сердечнике теряется некоторая часть энергии, сердечник нагревается, причем потери в сердечнике растут с увеличением частоты (еще одна причина, из-за которой нельзя сильно повышать частоту преобразования). Также добавление сердечника вносит новое, ранее нигде не озвучиваемое ограничение – максимально допустимую плотность потока магнитной индукции Bmax. На практике это проявляется в том, что если увеличивать ток через обмотку, в определенный момент времени, когда ток достигнет определенного максимального значения, сердечник войдет в насыщение и дальнейшее увеличение тока не будет вызывать такое же как раньше увеличение магнитного потока. Это, в свою очередь, приведет к тому, что «относительная индуктивность» обмотки резко упадет, что вызовет еще более быстрое нарастание тока через нее.

На практике, если не предусмотреть защиту ключа Sw ОИП от входа сердечника в насыщение, ключ просто сгорит от перегрузки по току

. Поэтому во всех схемах ОИП, за исключением простейших блокинг-генераторов, применяется контроль тока через ключ Sw и досрочное закрытие ключа при достижении максимально допустимого тока через первичную обмотку.

Насколько же велико это максимальное значение плотности потока магнитной индукции? Для наиболее распространенного материала сердечников – феррита – оно считается равным 0.3Т. Это – среднее значение, оно может отличаться для каждого конкретного материала, поэтому здесь неплохо обратиться к справочнику. Также, оно зависит от температуры сердечника и, как вы, наверное, уже догадались, падает с ее увеличением. Если вы проектируете ОИП, предназначенный для работы в экстремальных условиях, где температура сердечника может доходить до 125 градусов, уменьшайте Bmax до 0.2Т.

Основная формула, которой вам придется пользоваться при расчете трансформаторов – это индуктивность обмотки по ее габаритам:

L = (μ0*μe*Se*N²)/le, где

μ0 – абсолютная магнитная проницаемость вакуума, 4πе-7,
μe – эффективная магнитная проницаемость сердечника,
Se – эффективная площадь сечения магнитопровода, м².
N – количество витков
le – длина средней магнитной линии сердечника, м

Плотность потока магнитной индукции в сердечнике:

B = (μ0*μe*I*N)/le, где

I – ток через обмотку, А

Таким образом, исходя из максимальной допустимой плотности потока магнитной индукции, максимально допустимый ток для обмотки будет равен:

Imax = (Bmax*le)/(μ0*μe*N)

А теперь еще один очень важный момент – на практике, если подставить реальные данные трансформатора в вышеприведенные формулы, окажется, что максимально допустимый ток в первичной обмотке оказывается в несколько раз меньше того, который нам нужен! Т.е. сердечник будет введен в насыщения еще до того, как мы сможем «вкачать» в него требуемую энергию Aimp. Так что же делать, не увеличивать же габариты трансформатора до неприличных значений?

Нет. Надо вводить в сердечник немагнитный зазор! Введение немагнитного зазора сильно снижает эффективную магнитную проницаемость сердечника, позволяя пропускать через обмотки значительно больший ток. Но, как вы понимаете, это потребует большего числа витков для достижения требуемой индуктивности обмотки.

Рассмотрим формулы для сердечника с зазором. Эффективная магнитная проницаемость сердечника с зазором:

μe = le/g, где

g – суммарная толщина зазора, м.

Следует отметить, что данная формула справедлива только если получаемая μe много меньше исходной магнитной проницаемости (несколько раз), а g много меньше размеров поперечного сечения сердечника. Итак, рассмотрим формулу индуктивности обмотки на сердечнике с зазором:

L = (μ0*Se*N²)/g

Формула от введения зазора стала только проще. Максимально допустимый ток через обмотку:

Imax = (Bmax*g)/(μ0*N)

Ну и последняя формула, которую можно вывести и самостоятельно. Размер зазора для заданного тока:

g = (I*μ0*N)/Bmax

А теперь сделаем интересный вывод. Как вы помните, энергия, запасенная в катушке, выражается формулой A = LI²/2. Так какую максимальную энергию можно запасти в каком-то абстрактном сердечнике? Подставим данные в формулы.

Amax = (μ0*Se*N²)*(Bmax*g) ²/((μ0*N) ²*2g) = Se*g*Bmax²/2μ0

Сейчас вы можете удивиться, но максимальная энергия, которую можно запасти в сердечнике, не зависит от того, какие обмотки на нем намотаны! Но это и логично, ведь энергия выражается в магнитном поле, а обмотки лишь позволяют его менять в ту или другую сторону! Количество витков в обмотках определяет только скорость, с которой магнитная индукция может достигнуть своего максимального значения при данном подведенном напряжении, но это максимальное значение определяется только конструкцией сердечника!

Данный вывод имеет огромное значение при проектировании ОИП на унифицированных сердечниках. Если перед вами стоит именно такая задача, то, прежде всего, вам необходимо рассчитать, какое максимальное количество энергии способен «впитать» выбранный сердечник за один импульс, чтобы понять, подходит ли он для вашей мощности блока. Как вы понимаете, в этом случае максимальную мощность блока можно повысить только за счет повышения частоты преобразования – чем чаще мы будем перекачивать энергию Amax от входа на выход, тем большую мощность блока в результате сможем получить.

Также, из полученной формулы видно, что количество энергии, которое может «уместиться» в сердечнике прямо пропорционально немагнитному зазору! Это позволяет использовать маленькие сердечники на больших мощностях за счет увеличения зазора в них. Ограничением теперь будет только физические размеры – увеличение зазора вызывает уменьшение магнитной проницаемости, что требует большее количество витков.

А теперь вернемся к структурной схеме ОИП на рис. 1. В ней остались два блока, о которых я ничего не сказал – это конденсатор С1 и снаббер Snb.

Назначение конденсатора С1 – заземление выходной части блока по высоким частотам. Дело в том, что любой трансформатор, даже намотанный по всем правилам с экранами, имеет какую-то межобмоточную емкость. Прямоугольное высокочастотное напряжение огромной амплитуды из точки а проходит через эту емкость в выходные цепи блока. Конденсатор С1, имеющий емкость намного больше емкости трансформатора Т1, заземляет выход блока по высоким частотам. Значение емкости этого конденсатора в ОИП чаще всего выбирают в районе 2нф, напряжение – около киловольта. Если предполагается жесткое заземление выхода блока (например, используется только розетка с заземлением), С1 можно не ставить.

Необходимость в Снаббере Snb также вытекает из неидеальности трансформатора Т1, но уже совсем другого рода. Не смотря на то, что обмотки I и II индуктивно связаны между собой, эта связь не составляет 100%. В схемотехнике ОИП принято говорить, что обмотка I представляет собой две части, соединенные последовательно, где первая полностью индуктивно связана с обмоткой II, а вторая – полностью изолирована от нее. Эту вторую часть обмотки I называют «индуктивностью рассеяния».

Когда в момент t1 ток в первичной обмотке (обоих частях ее) резко прекращается, индуктивность рассеяния также пытается его продолжить. А так, как она не связана ни с какой другой обмоткой, она генерирует высоковольтный импульс, прикладываемый к закрытому ключу Sw. Энергия этого импульса во много раз меньше полезной энергии Aimp (чем лучше трансформатор, тем она меньше вообще), но и ее может оказаться достаточно, чтобы повредить ключ (в случае с биполярным транзистором, например, ее вполне хватит для лавинного пробоя). Для защиты ключа от этого импульса, он гасится на специальном схемном решении.

Рис. 3

Самый простой вариант – RCD снаббер, выполненный из диода, конденсатора и резистора (см. рис. 3). Обратное напряжение, возникающее на обмотке I, открывает диод VD и начинает заряжать конденсатор С. В результате, вся энергия импульса передается в конденсатор. В перерывах между импульсами конденсатор разряжается через резистор R. Т.е. энергия, снимаемая с индуктивности рассеяния, превращается в конечном счете в тепло на резисторе R, поэтому мощность этого резистора должна быть значительной (достигает единиц ватт). Преимуществом снаббера можно считать его схемную простоту, и то, что часть энергии из конденсатора С можно выкачать обратно в трансформатор Т применяя медленный диод VD, но эти процессы уже несколько сложней нашей простой статьи. Основным же недостатком снаббера является то, что на нем падает и полезная мощность! Ведь рабочее обратное напряжение первичной обмотки Vinv также заряжает конденсатор до этого значения, т.е. полезная мощность Uinv²/R теряется впустую.

Схемным решением, лишенным этого недостатка является супрессор. Он представляет собой последовательно соединенный быстрый диод VD1 и мощный и быстрый стабилитрон VD2. Когда индуктивность рассеяния генерирует свой высоковольтный импульс, он открывает диод VD1, пробивает стабилитрон VD2 и энергия импульса рассеивается на нем. Стабилитрон VD2 выбирается с большим напряжением пробоя, чем обратное напряжение Uinv, поэтому он не рассеивает полезной мощности блока. К недостаткам супрессора можно отнести более высокий уровень электромагнитных помех, связанный с резким открытием и закрытием полупроводниковых приборов.

Что будет, если этот высоковольтный импульс не погасить ничем? В случае биполярного ключа, скорее всего, в нем возникнет лавинный пробой и блок питания перейдет в режим кипятильника. Современные же полевые транзисторы устойчивы к лавинному пробою и позволяют рассеивать некоторое количество энергии на стоке (это описано в документации), поэтому такой транзистор может работать и без снаббера или супрессора – его роль будет выполнять сам транзистор. Более того, я встречал некоторые дешевые китайские блоки питания, в которых так и было сделано. Однако, я настоятельно не рекомендую такой режим работы, т.к. он дополнительно снижает надежность блока. Супрессорный диод (стабилитрон) стоит очень дешево и рассчитан на колоссальные импульсные мощности (600W, 1.5KW), так почему бы не применять его по назначению?

Также из вышеописанного следует еще один вывод. Независимо от того, решили ли вы применять снаббер или супрессор, обратное напряжение на закрытом ключе будет еще выше, чем рабочее рассчитанное значение Usw! Это следует иметь в виду при выборе ключа.

Обычно современные ключевые транзисторы и микросхемы имеют допустимое обратное напряжение 600 – 800 вольт. При Umax = 391В, Umin = 220В, обратное напряжение на ключе Usw будет иметь следующие значения (в зависимости от D): D = 25%, Usw = 464B; D = 33%, Usw = 501B; D = 50%, Usw = 611B. Это означает, что для ключей с максимальным обратным напряжением 600В следует выбирать только D = 33% или меньше. Для ключей с обратным напряжением 700В можно выбирать D = 50%.

Ну и в завершении статьи приведу простой пример расчета ОИП. Допустим, мы хотим сделать простой блок питания, позволяющий получить на своем выходе 12В 1А. Рассчитаем его по пунктам:

1. Выход блока – 12В 1А.
2. До выходного диода (будем применять обычный кремниевый) должно быть 13В.
3. Выходная мощность трансформатора – 13Вт.
4. Расчетная входная мощность блока Pin = 13/0.8 = 16Вт.
5. F = 100 КГц.
6. Umax = 391В.
7. Umin = 220В (емкость конденсатора входного фильтра – 22мкф).
8. D = 33%, Uinv = 110В, Usw = 501В. Будем ориентироваться на ключи с обратным напряжением 600В.
9. Aimp = 16/100000 = 1.6e-4Дж = 160мкДж.
10. L = 1.65е-3Гн = 1.65мГн, Imax = 0.44А
11. Производим выбор сердечника, расчет параметров намотки и зазора.

А теперь, для сравнения рассчитаем тот же ОИП для случая, когда допустимое напряжение сети может быть в интервале 85-230В. В чем будут отличия?

1. Umax = 391B
2. Umin = 85B (емкость конденсатора фильтра надо будет увеличить до 47мкф)
3. D = 60%, Uinv = 128В, Usw = 519В, Будем ориентироваться на ключи с обратным напряжением 600В.
4. Aimp = 16/100000 = 1.6e-4Дж = 160мкДж.
5. L = 813мкГн, Imax = 0.63А

Заметьте, что параметры максимального тока через ключ изменились не столь значительно — с 0.44А до 0.63А, индуктивность упала в два раза, однако диапазон допустимых входных напряжений расширился очень существенно. В этом заключается еще одно преимущество ОИП — легкость в создании источников питания, работающих от широкого диапазона входных напряжений.

Возможно, в данной статье не до конца рассмотрены все нюансы построения ОИП, однако ее объем и так получился больше, чем планировалось. Но тем не менее, я надеюсь, что она сможет помочь начинающим радиолюбителям понять принципы и самостоятельно создавать обратноходовые источники питания.

Расчет обратноходового импульсного трансформатора: формулы, схемы, особенности

Автор otransformatore На чтение 7 мин Опубликовано 11.04.2019

Обратноходовый импульсный трансформатор представляет собой устройство, необходимое для преобразования напряжения с гальванической развязкой. Сфера применения прибора обширная, по большей части это питание аппаратуры с малой и средней мощностью. Важно проводить тщательный расчет используемого обратноходового импульсного трансформатора, так как от этого полностью зависит эффективность процесса.

Что представляет собой устройство: составляющие части и принципиальная схема

Одноходовые трансформаторы импульсного типа представляют собой довольно распространенное оборудование. Дело в том, что при относительно малых показателях мощности они обеспечивают оптимально питание устройств.

Главным звеном принципиальной составляющей считают дроссель, выступающий или получателем энергии от первички или передатчиком энергии во вторичку. Именно от функционала дросселя зависит этап работы — первичный или вторичный цикл. Если дроссель подсоединяется к первичной обмотке, то появляется напряжение и ток нарастает равномерно. Энергия поступает в магнитопровод, а ключом считается транзистор. Диод ограничивает вторичная обмотка.

Если задействовать ключ, то ток пропадет на первичке, но дроссельный поток мгновенно изменения не покажет, следовательно, на вторичке образуется уменьшающийся последовательно ток. Именно он питает трансформатор или дроссель устройства. Понятно, что питание за счет энергии от конденсатора происходит на первом этапе. На втором же происходит ее преобразование и падение, которое можно рассчитать. Обычно этапы подачи и спада повторяются интервале от 20 КГц до 1 МГц.

Энергетические характеристики

Если рассматривать принципиальную схему устройства, то видно, что происходят спады и увеличения в линейном соотношении. Именно качеством и продолжительностью импульсов определяются характеристики выходного напряжения. Проводится модуляция для цепей обратной связи. Энергетические показатели трансформатора такого типа индивидуальны в каждом конкретном случае, но всегда устанавливаются ограничители, ведь прибор работает на максимальной мощности.

В результате этого микросхемы перестают обрабатывать импульсы. Создаются помехи и шумы, которые значительно влияют в негативную сторону на ход работы. Используется специальные модуляторы, которые сокращают энергетические потери импульсного трансформатора.

Принцип действия аппарата

Принцип действия устройства основан на импульсной подачи энергии. Оборудование разделяется на две обширных группы: с сигмамодуляцией и импульсной модуляцией. Первые отличаются тем, что они изменяются соотношения продолжительности импульсов с их частотой. Момент выбирается, когда закончится подача энергии и включится транзистор.

Продолжительность функционирования зависит от характеристик выходного напряжения. Если говорить о вариантах с широтно-импульсной модуляцией, то тут частота идентичная и постоянная. Напряжение — характеристика стабильная, определяется оно длительностью импульса к периоду его прохождения.

Также принцип работы определяется тем непрерывный или прерывистый поток магнитного поля установлен. Нельзя сказать, что какой-то из них лучше, просто это определяет вариативность использования.

Любой одноходовый импульсный трансформатор имеет как достоинства, так и недостатки. Среди преимуществ использования выделяют:

• минимальный вес и размеры, если сравнивать с другим видом оборудования, предназначенным для работы с частотой около 50 Гц;
• не нужна защита от короткого замыкания, так как оно произойти теоретически не может;
• сокращение использования меди, в результате чего трансформатор имеет минимальную цену;
• изменение показателей в зависимости от характеристик питающей цепи;
• нет помех, передача туда и обратно исключена из-за конструктивных особенностей.

Но, как и любое другое оборудование, обратноходовый импульсный трансформатор имеет и недостатки. К их числу относятся:

• максимальный запас энергии составляет 200 Вт — показатель ограничен работой дросселя;
• нет возможности работы на холостом ходу, то есть нагрузка подключается в обязательном порядке;
• возникают электромагнитные помехи и передаются, так как они есть в нагрузке, а она нужна.

Так как недостатки не так существенны, если сравнивать их с преимуществами, трансформаторы такого типа пользуются популярностью.

Область применения обратноходового трансформатора

Обратноходовый трансформатор пользуется в ряде случаев, когда требуется питание различной аппаратуры с показателями мощности до 200 Вт. К числу такой относят:

• личные или офисные компьютеры;
• техника, гаджеты и периферия;
• типы сберегающих энергию ламп или системы ламп;
• зарядные устройства для гаджетов и техники.

Трансформаторы обратно хода часто используются в комплекте с другими устройствами. Например, с ними изготовляются конструктивные узлы инверторных источников сварочного аппарата.

Для чего проводят ручной расчет трансформатора

Расчет преобразователя необходим по ряду причин. В первую очередь следует понимать, что он работает с устройствами с относительно небольшими мощностями, даже минимальное колебание показателя может привести к поломке. Второе — детальный просчет характеристик ручным образом позволит минимизировать помехи и энергетические потери. В результате это экономится бюджет.

Как сделать расчет трансформатора однотактного обратноходового источника питания

Расчет самостоятельный необходим. Делается по определенному алгоритму. Начинается процесс с определения минимальных и максимальных значений тока, затем происходит расчет емкости конденсатора и трансформаторов. Отдельно подбираются конструктивные узды и диоды, а в самом конце рассчитывается коэффициент полезного действия трансформатора.

Определение максимального и минимального значений выпрямленного сетевого напряжения

Есть формулы для max выпрямленного сетевого U: квадратный корень из двух, умноженный на U максимального значения сети. Равняется показатель 226 для этого случая. Минимальный — квадратный корень из двух, умноженный на U минимально значения напряжения минус 2, умноженное на U прямого падения напряжения.

Выбор выпрямительных диодов

Расчет обратного показателя элементарный — он равен максимуму, который прописан выше, а именно — 226 В. Стандартная схема — U н *I н /2 U входного мин. *n,

где U н — напряжение нагрузки среднее, I н — ток нагрузки, а n – коэффициент преобразователя (принимается равным около 0,9).

Стандартно показатели для случая I пр. max = 10 A; U ОБР. MAX = 560 В.

Расчет емкости конденсатора

Емкость конденсатора рассчитывается по формуле: 0,5* U н* I н/n* U сети мин.*f сети*m* U, f сети представляет собой частоты в 400 Гр,  где m – полупериоды на транзит показателя U.

Расчет максимального коэффициента заполнения

Максимум данный показатель просчитывается как дробь, в верхней части которой находится значение напряжения дополнительное (которое образовалось в закрытом состоянии после передачи энергии на нагрузку), в в нижней сумма дополненного напряжения с разностью входного U min и падающего на транзисторе трансформатора.

Расчет трансформатора

Зная, как вычислить максимальный ток обмотки и коэффициент трансформации, количество витков проводится расчет трансформатора. Расчет тс позволяет вычислить оптимальный показатель диаметра проводов обмотки первичной и вторичной, чтоб соблюдались необходимые условия.

Для упрощения работы создают табличную форму, куда вписывают данные об обмотках и допустимой их плотности. Опираясь на данные подбирают толщину и наименование. На этом этапе потери тс в целом принимаются равными потерям обмоток.

Выбираем транзистор VT1

Путем опытных расчетов и выявления максимум напряжения для стандартного случая используют КП809Б1 с показателями 500 В, 25 А. Потери в нем равны сумме общих — не более 6,7 Вт.

Выбор выпрямительного диода VD9

Принимаем во внимание, что I VD9 = I 2 = 10,8 А. U обр. макс=3,5 кВ, соединяются последовательным образом. Падание напряжения 1В.

Выбор элементов узла управления

Напряжение запуска — 16 В, R7=67 кОм, R 9= 2,2 кОм, R 12=22 Ом. Мощность вычисляется по номиналу и выходному току схемы.

Расчет демпфирующей цепи

Ls принимаем 1,5 мкГн. Выбрав ОМБГ-1 с емкостью 0,5 мкф, то сопротивление резистора составит 140 В. Резистор подбирается по формуле E LS(энергия индуктивности)  =E CД (поглощения цепи) =Е С13.

Расчёт КПД

КПД вычисляется по формуле  U н* Iн/ U н Iн +Ре1 +Pvt1+Pvd9+Pr7+Py). Если расчеты произведены верно, то оно должно сравняться с указанным в первом пункте макс и мин.

Самостоятельный расчет трансформатора обратноходового не так сложен, как может показаться на первый взгляд. Проводится он самостоятельно не только для сопоставления КПД, но для проверки эффективности резисторов. В среднем на подсчет ручным способом выделить нужно около 2-3 часов новичку.

Правильная намотка импульсного трансформатора

Приветствую, Самоделкины!
Как известно трансформатор — основной элемент любого источника питания. Новички радиолюбители довольно часто задаются вопросом: как правильно произвести намотку трансформатора самостоятельно? Поэтому данная инструкция (автор: Роман, YouTube канал «Open Frime TV») полностью посвящена расчету и намотке импульсного трансформатора.

Итак, давайте начнем, но не с самого трансформатора, а со схемы управления. Зачастую случается так, что люди берут любой попавшийся под руку трансформатор и начинают на нем мотать свои обмотки, при этом не задумываясь об одной мелкой, но очень важной детали, которая называется зазор.

Существует 2 основных типа схемы управления трансформатором: однотактная и двухтактная.

Из рисунка выше видно, что к двухтактным относят: мост, полумост и пуш-пул. В этих схемах зазора в сердечнике быть не должно, причем это касается не только силового трансформатора, но и ТГР.

Что касается однотактных схем, они бывают прямоходовые и обратноходовые, вот у них зазор в сердечнике должен быть обязательно, поэтому первым делом всегда необходимо более подробно ознакамливаться с тем, что вы делаете.

Для более наглядного примера в этой статье мы рассмотрим намотку 2-ух различных трансформаторов, один для двухтактной схемы, второй соответственно для однотактной.

Мотать трансформатор автор решил для готовых проектов. Первый — блок на SG3525. Схема представлена ниже.

Как видим из схемы — это полумост. Таким образом данный тип относится к разряду двухтактных схем, следовательно, как упоминалось в начале статьи — зазор в сердечнике не нужен.

С этим определились, но это еще не все. Перед намоткой необходимо произвести специальные вычисления (рассчитать трансформатор). Благо в интернете без особого труда можно найти и скачать специальные программы Владимира Денисенко для расчета трансформатора.

Благодаря автору данных программ, а их у него далеко не одна, количество самопальных блоков питания постоянно растет. Вы можете ознакомиться со всеми программами данного автора, но в примере мы разберем только две из них. Первая – это «Lite-CalcIT Расчет импульсного трансформатора двухтактного преобразователя» (Версия 4.1).

Вдаваться в подробности не будем, затронем только важные моменты. Первый — это выбор схемы преобразователя: пуш-пул, полумостовая или мостовая. Далее у нас строка выбора напряжения питания, его также необходимо указать, можно указывать или уже выпрямленное напряжение (постоянное) или просто сетевое (переменное). Ниже поле для ввода частоты преобразования. Обычно в своих проектах при расчете блоков питания автор устанавливает частоту в районе 40-50Гц, выше поднимать не нужно. Далее следует указать характеристики преобразователя. В соответствующих колонках указываем напряжение, мощность и провод, каким будет производиться намотка. Не забываем указать схему выпрямления и поставить галочку на «Использовать желаемые параметры».

Помимо этого, в программе присутствуют еще 2 важных поля для заполнения. Первое — это наличие или отсутствие стабилизации.

При включенной галочке программа автоматом накидывает пару витков на вторичку для зазора работы ШИМ.
Второе поле — это охлаждение. Если оно присутствует, то можно из трансформатора выжать больше мощности.

И последнее, но самое важное – необходимо указать какой сердечник будет использоваться при намотке данного трансформатора.

Большинство стандартных номиналов уже занесены в программу, тут остается только выбрать необходимый.
И вот, когда все поля заполнены, можно нажимать кнопку «Рассчитать».

В результате получаем данные для намотки нашего трансформатора, а именно количество витков первички и вторички совместно с количеством жил.

Необходимые расчеты произвели, можно приступать к обмотке.
Важный момент! Все обмотки мотаем в одну сторону, но начало и конец обмотки располагаем строго по схеме. Пример: допустим мы поставили начало обмотки тут (подробнее на изображении ниже), намотали необходимое количество витков и сделали вывод.


Давайте визуально представим, как течет ток. Допустим он течет так:

Тогда он потечёт по проводу в указанную сторону. А теперь мы просто поменяем начало и конец обмотки местами.

Хоть намотка и производилась справа, ток потечет в обратном направлении и это будет равносильно тому, что мы намотали обмотку влево. Таким образом по точкам на схеме можно легко проводить фазировку, главное при этом все обмотки мотать в одну сторону.

С примером разобрались, приступаем к реальной намотке. Начало обмотки у нас в этой точке (смотри изображение ниже), значит отсюда и будем мотать.


Стараемся равномерно укладывать витки, также необходимо избегать пересечение провода и различных узелков, петель и тому подобных явлений. От того как вы намотаете трансформатор зависит дальнейшая работа всего блока питания.

Мотаем ровно половину первички и делаем отвод, только не прямо на пин трансформатора, а вверх. Дальше будем мотать вторичку, а поверх неё оставшуюся первичку.

Таким образом повышается магнитная связь обмоток и уменьшается индуктивность рассеяния.

Между обмотками необходимо использовать изоляцию. Отлично подойдет вот такая из термоскотча.

А для самого последнего слоя изоляции можно использовать майларовую ленту для красоты.

Вторичная обмотка наматывается точно так же, как и первичная.

Припаиваемся к началу обмотки и равномерно виток к витку мотаем. При этом желательно чтобы вторичка поместилась в один слой. Но если же вы рассчитали на большее напряжение, то необходимо второй слой равномерно растянуть по всему каркасу.

Когда намотали слой, то опять же делаем отвод вверх и начинаем мотать вторую часть вторички. Мотается она точно так же, как и первая.

Вот тут уже стоит каким-либо образом пометить где у вас первая половина вторички и где вторая.

Следующий шаг – домотка первичной обмотки. В этом случае автор обычно оставляет себе пустой пин на печатной плате, чтобы туда можно было подключить среднюю точку первички.

Вот с этого пина и начинаем мотать оставшуюся первичку, все также равномерно.

Вот тут уже отводить вверх конец провода не стоит, можно сразу завести его на положенное место.
Затем проводим такую же операцию для оставшихся выводов.

Когда основные обмотки закончили, можно приступать к намотке дополнительных, в данном случае это обмотка самозапита. С ней все точно также, начало и конец обозначены на печатной плате, изолируем и мотаем.

Верхний слой, как уже говорилось ранее, покрываем майларовой лентой. Вот, теперь трансформатор похож на промышленный образец.

Примечание для начинающих! Как правило начинающие радиолюбители делают свои первые блоки питания не стабилизированными на микросхемах типа IR2153 и постоянно сталкиваются со следующей проблемой: мол намотал на одно напряжение, а на выходе получил другое. Перемотка результатов не дает. В чем же дело? А дело в том, что необходимо проводить измерения при нагрузке как минимум 15% от номинала. А то получается, что выходной конденсатор зарядился до амплитудного значения, собственно его вы и измеряете, и не можете понять что не так.

Намотка трансформатора обратноходового блока питания ничем не отличается от предыдущего, только для расчета будем использовать уже другую программу из того же пакета программ – «Flyback – Программа расчета трансформатора обратноходового преобразователя» (Версия 8.1).

Указываем необходимые параметры: частоту, выходные напряжения и так далее, это не столь важно. Единственный момент, заслуживающий особого внимания — это зазор в сердечнике и индуктивность первичной обмотки. Эти параметры необходимо будет как можно точнее соблюсти.



На этом все. Благодарю за внимание. До новых встреч!

Видеоролик автора:

Источник (Source) Становитесь автором сайта, публикуйте собственные статьи, описания самоделок с оплатой за текст. Подробнее здесь.

2.2 Расчет трансформаторов однотактного обратноходового

преобразователя

Допустим, требуется рассчитать трансформатор однотактного обратноходового преобразователя (ООХП), на базе которого должен быть построен пятиканальный ИВЭП со следующими характеристиками:

• выхоное напряжение U_п = 300 В;

• выходное напряжение и ток в 1-м канале U_н2 = 20 В, I_н2 = 0,1 В;

• выходное напряжение и ток во 2-м и 3-м каналах U_н3 = U_н4 = 20 В, I_н3 =I_н4 = 15мА;

• выходное напряжение и ток в 4-м канале U_н5 = 20 В, I_н5 = 30 В;

• выходное напряжение и ток в 5-м канале U_н6 = 16 В, I_н6 = 25 В;

ИВЭП с такими характеристиками может быть использован в качестве источника автономного питания (ИАП) для мощного импульсного ИВЭП, собранного по мостовой схеме на IGBT- или МДП-транзисторах.

Схема силовой части, представленная на рисунке 4 отличается от рассматриваемого ИВЭП количеством выходов. Трансформатор данного ИВЭП должен иметь шесть обмоток: одну первичную и пять вторичных.

Найдем суммарную мощность нагрузок:

Р_Σн = Вт. (2.2.1)

Рисунок 5 – Упрощённая схема ООХП

Для последующих расчетов необходимо задаться периодом T и временем открытого состояния t_ц силового трансформатора ООХП. Пусть T = 14 мкс, t_и = 3 мкс. Рабочая частота трансформатора составит при этом f = 1/ T = 71,4 кГц.

Выберем сердечник трансформатора воспользовавшись формулой:

. (2.2.2)

В качестве материала сердечника будет использован аморфный магнитный сплав ГМ54ДС-500, имеющий следующие согласно данным.

• эффективная магнитная проницаемость μ_эф в диапазоне напряженностей от нуля до 800 А/м.

• индукция насыщения В_s = 0,8 Тл.

Зададимся параметрами петли гистерезиса по которой должно происходить перемагничивание сердечника: В₀ = 0,15 Тл, ΔВ = 0,1 Тл. Тогда по формуле (2.2.2) найдем:

(2.2.3)

Полученному значению приблизительно удовлетворяет кольцевой сердечник К20 х 12 х 10, имеющий V_C = 2,01·10^-6 м³, S = 40 мм², l = 50,265 мм, m = 10,5 г.

Найдем число витков w₁ первичной обмотки из уравнения энергетического баланса (2.2.4):

w₁=, (2.2.4)

вит. (2.2.5)

Округлим полученное значение числа витков до w₁ = 200 вит. и уточним параметры петли гистерезиса:

, (2.2.6)

Тл; (2.2.7)

Тл.(2.2.8)

Амплитуда переменной составляющей индукции составит:

Тл.(2.2.9)

Найдем среднее значение Н₀ и размах ΔН напряженности магнитного поля:

А/м; (2.2.10)

А/м.(2.2.11)

Примерный вид петли гистерезиса, по которой должно происходить перемагничивание сердечника, показан на рисунке 6.

Рисунок 6 – Вид петли гистерезиса, по которой должно происходить пере-магничивание сердечника

Найдем минимальное i_1min и максимальное i_1max значения тока первичной обмотки, используя закон полного тока:

; (2.2.12)

.(2.2.13)

На интервале [0; t_и] ток i₁ может быть представлен в виде следующей линейной функции времени:

(2.2.14)

Используя выражение (2.2.15),найдем по формуле (2.2.16) действующее значение тока i₁:

, (2.2.15)

. (2.2.16)

Опуская промежуточные выкладки, запишем конечный результат:

(2.2.17)

По формуле (2.2.17) получим:

мА.(2.2.18)

Задавшись плотностью тока в обмотках j ≈ 3 А/мм², найдем сечение провода первичной обмотки:

мм². (2.2.19)

Определим диаметр провода первичной обмотки:

мм. (2.2.20)

В качестве провода первичной обмотки будем использовать провод ПЭТВ-2 диаметром по меди d_пр1  = 0,100 мм (диаметр по изоляции d_пр1 из = 0,128 мм).

Определим число витков вторичных обмоток трансформатора, воспользовавшись регулировочной характеристикой ООХП (2.2.21):

. (2.2.21)

Поскольку выходные напряжения ООХП в первых четырех каналах питания (U_h3, U_h4, U_h5 и U_H5) одинаковы и составляют 20 В, то и число витков соответствующих обмоток трансформатора (w₂, w₃, w₄ и w₅) также будет одним и тем же. В соответствии с формулой (2.2.21) найдем:

вит. (2.2.22)

Округлим полученное значение числа витков до w₂ = w₃ = w₄ = w₅ = = 50 вит.

Аналогично найдем число витков w₆ в пятом канале, учитывая, что выходное напряжение ООХП в данном канале составляет U_н6 = 16 В:

вит.(2.2.23)

Округлим полученное значение до w₆ = 40 вит.

Действующие значения токов во вторичных обмотках могут быть определены, исходя из следующих соображений.

В соответствии с законом полного тока для интервала закрытого состояния транзистора можем записать:

, (2.2.24)

где i_k – мгновенные значения токов во вторичных обмотках, k = 2, …, 6.

На рассматриваемом интервале индукция линейно уменьшается от B_max до B_min. По такому же закону происходит уменьшение и напряженности Н, связанной с индукцией по следующей формуле:

,(2.2.25)

где µ₀ – магнитная постоянная, µ₀ = 4π·10^-7 Гн / м. Таким образом, левая часть равенства (2.2.25) представляет собой линейно убывающую функцию времени.

Линейно убывающими будут и токи i₂, i₃, …, i₆. Действительно, поскольку характер нагрузок на всех пяти выходах ООХП один и тот же (активно-емкостной), то и форма токов будет одинаковой, а сами токи будут пропорциональны друг другу. Иными словами, любой из токов может быть выражен через один из них, например i₂, следующим образом:

, (2.2.26)

где a_3..6 – коэффициенты пропорциональности.

Подставив (2.2.25) в (2.2.24), получим:

, (2.2.27)

где .(2.2.28)

Величину w_экв можно трактовать как эквивалентное число витков вторичной обмотки, заменяющей собой пять вторичных обмоток реального трансформатора без нарушения хода процессов перемагничивания в сердечнике.

На основании равенства (2.2.26)можем заключить, что ток i₂ действительно является линейно убывающей функцией времени на интервале закрытого состояния транзистора. Аналогичное утверждение можно сделать и в отношении токов i₂, i₃, i₄, i₅ и i₆ на основании равенств (2.2.27).

Форма тока i₂ изображена на рисунке 7. Нетрудно доказать, что действующее значение I₂ тока i₂ определяется по формуле аналогичной (2.2.26):

. (2.2.29)

Рисунок 27 – Форма тока i₂

Для нахождения минимального i_2min и максимального i_2max значений тока i₂, входящих в формулу (2.2.29), необходимо вначале определить коэффициенты a₃, …, a₆. Для этого могут быть использованы равенства (2.2.26), записанные для средних значений токов i₂, i₃, …, i₆, т. е. для токов нагрузки:

(2.2.30)

Из равенства (2.2.26) найдем:

(2.2.31)

(2.2.32)

(2.2.33)

(2.2.34)

По формуле (2.2.28) найдем:

. (2.2.35)

В соответствии с формулой найдём:

А; (2.2.36)

А. (2.2.37)

По формуле (2.2.29) определим действующее значение тока i₂:

мА. (2.2.38)

Равенства (2.2.26) имеют место не только для средних, но и для действующих значений I₂, I₃, …, I₆ токов i₂, i₃, …, i₆, что следует из теоремы о действующем значении функции:

если две периодические функции f₁(t) и f₂(t) с периодом T связаны между собой соотношением

,(2.2.39)

где m и n – постоянные коэффициенты, то таким же соотношением связаны и их действующие значения F₁ и F₂:

.(2.2.40)

Тогда получим:

мА; (2.2.41)

мА; (2.2.42)

мА; (2.2.43)

мА; (2.2.44)

Определив действующие значения токов во вторичных обмотках, найдем сечение и диаметр проводов этих обмоток.

Для обмотки 1-го канала питания получим:

мм²; (2.2.45)

мм.(2.2.46)

В качестве провода данной обмотки будем использовать провод ПЭТВ-2 диаметром по меди d_пр2 = 0,200 мм (диаметр по изоляции d_пр2из = 0,240 мм).

Для обмоток 2-го и 3-го каналов питания получим:

мм²; (2.2.47)

мм. (2.2.48)

В качестве проводов данных обмоток будем использовать провод ПЭТВ-2 диаметром по меди d_пр3 = d_пр4 = 0,100 мм.

Обмотка 4-го канала питания должна иметь

мм² (2.2.49)

мм.(2.2.50)

В целях уменьшения номенклатуры диаметров проводов будем использовать для данной обмотки провод ПЭТВ-2 диаметром по меди d_пр3 = 0,200 мм.

Для обмотки 5-го канала питания получим:

мм²; (2.2.51)

мм.(2.2.52)

В качестве провода данной обмотки будем использовать провод ПЭТВ-2 диаметром по меди d_пр6 = 0,100 мм.

На этом расчет трансформатора ООХП можно считать законченным.

Какой преобразователь лучше: обратноходовой или прямоходовой?

Введение

Битлз или Роулинг Стоунз? Майкл Джордан или Леброн Джеймс? Бифштекс глубокой или средней прожарки? Прямоходовой или обратноходовой преобразователь? Это лишь некоторые из вечных вопросов, по которым люди спорят на протяжении многих лет, энергично отстаивают свое мнение и не находят единственно верного ответа. Но, по правде говоря, в каждом из этих примеров оба варианта ответа имеют свои преимущества, а потому, правильным ответом может быть и тот и другой.

В этой статье мы сосредоточимся на прямоходовых и обратноходовых преобразователях. Мы обсудим характеристики прямоходовой топологий с активным ограничением и обратноходовой схемы, работающей в режиме непрерывных токов (continuous conduction mode), продемонстрируем преимущества и недостатки каждой из них на примере двух источников питания. В частности, мы рассмотрим PoE-источники питания (Power over Ethernet) мощностью 51 Вт, которые соответствуют стандарту IEEE 802.3bt и предназначены для телекоммуникационных приложений.

В новом стандарте максимальная мощность была увеличена до 71 Вт, благодаря чему прямоходовая топология стала более привлекательной, чем она была ранее, когда максимальная мощность составляла 25,5 Вт. В то же время появляются новые типоразмеры и технологии сердечников трансформаторов, что приводит к увеличению мощности и эффективности обратноходовых преобразователей. В результате этих улучшений, а также благодаря развитию силовых полупроводниковых ключей, требуется по-новому взглянуть на вопрос: какой же преобразователь лучше: прямоходовой или обратноходовой?

Анализ принципов работы и особенностей прямоходовых и обратноходовых преобразователей выходит за рамки данной статьи. Тем не менее, выполняемый в статье краткий обзор каждой топологии, помогает выделить сходства и различия, а также сильные и слабые стороны обоих типов преобразователей.

Прямоходовой преобразователь с активным ограничением

Типовая схема прямоходового преобразователя с активным ограничением показана на рисунке 1. Для простоты на схеме представлены только силовые ключи, трансформатор, выходной фильтр и контроллер. Вспомогательные компоненты, например, относящиеся к обвязке контроллера, не показаны для большей наглядности.

Рис. 1. Прямоходовой преобразователь с активным ограничением

Контроллер управляет двумя силовыми МОП-транзисторами Q_PRI и Q_CLAMP, расположенными на первичной стороне. Ключи коммутируются поочередно с высокой частотой (100 кГц). Когда один силовой транзистор включен, другой должен быть выключен. Отношение части периода, в течение которого Q_PRI включен (Q_CLAMP выключен), к полному периоду коммутации называется рабочим циклом или коэффициентом заполнения D. Рабочий цикл определяет плотность следования импульсов напряжения в первичной обмотке трансформатора V_PRI. Благодаря магнитной связи между обмотками эти импульсы передаются на вторичную сторону преобразователя. Напряжение на вторичной обмотке V_SEC масштабируется в соответствии с коэффициентом трансформации (N), определяемым соотношением числа витков в обмотках.

Напряжение на вторичной стороне выпрямляется с помощью синхронного выпрямителя, состоящего из силовых МОП-транзисторов Q_FWD и Q_FREE. Выпрямленное напряжение поступает на выходной фильтр, образованный индуктивностью L_OUT и конденсатором C_OUT. Этот низкочастотный LC-фильтр необходим для преобразования последовательности импульсов в постоянное напряжение на выходе источника питания. Выходное напряжение оказывается пропорциональным величине рабочего цикла D и коэффициенту трансформации N. Импульсы напряжения на вторичной обмотке (V_SEC) также часто используются для управления силовыми МОП-транзисторами, которые выполняют функцию выпрямительных диодов. Такая схема называется схемой синхронного выпрямления (Synchronous Rectifcation , SR). Она обеспечивает более высокую эффективность, по сравнению с обычными диодами.

Обратноходовая топология

Типовая схема обратноходового преобразователя показана на рис. 2. Контроллер управляет силовым МОП-транзистором, расположенным на первичной стороне (Q_PRI), и МОП-транзистором синхронного выпрямителя на вторичной стороне (Q_SYNC). Включение транзисторов происходит поочередно. Как и в случае с прямоходовым преобразователем, силовой ключ Q_PRI коммутируется с высокой частотой и изменяемым рабочим циклом D. Напряжение на первичной обмотке трансформатора V_PRI передается на вторичную сторону V_SEC. В отличие от рассмотренной ранее прямоходовой схемы, накопление энергии происходит непосредственно в трансформаторе в интервалах, когда включен транзистор Q_PRI. Затем, когда Q_PRI выключается, включается Q_SYNC, и накопленная энергия передается в нагрузку.

Рис. 2. Обратноходовой преобразователь с синхронным выпрямлением

Таким образом, транзистор Q_SYNC отвечает за выпрямление переменного импульсного напряжения на вторичной обмотке. Для включения и выключения Q_SYNC необходим сигнал управления, формируемый контроллером, который расположен на первичной стороне. Для гальванической развязки этого сигнала используется дополнительный маломощный трансформатор.

Схема фильтрации в обратноходовой топологии также отличается от схемы, применяемой в прямоходовых преобразователях. В качестве индуктивности выходного LC-фильтра выступает вторичная обмотка трансформатора. Результирующее постоянное напряжение V_OUT1 на выходе источника питания оказывается пропорциональным значению D и коэффициенту трансформации N. В дополнение к основному LC-фильтру, образованному вторичной обмоткой и конденсатором C_OUT1, часто используют опциональный LC-фильтр, содержащий индуктивность L_OUT2 и емкость C_OUT2. Этот низкочастотный фильтр еще больше ослабляет уровень пульсаций напряжения V_OUT2 на выходе источника питания.

Сравнение преобразователей

Сравнение количества компонентов и качества выходной фильтрации

Пожалуй, проще всего сравнивать прямоходовую и обратноходовую топологии по числу используемых компонентов. Этот пункт достаточно важен, особенно с учетом влияния, которое он оказывает на габариты и стоимость источника питания. На рис. 3 показана упрощенная схема традиционного обратноходового преобразователя. Транзистор Q_SYNC, используемый в схеме на рис. 2, был заменен обычным диодом. Дополнительный фильтр LC-фильтр был исключен.

Рис. 3. Упрощенная схема традиционного обратноходового преобразователя (с выпрямительными диодами)

Аналогичным образом можем получить упрощенную схему традиционного прямоходового преобразователя, в котором транзисторы синхронного выпрямителя также заменены на диоды (рис. 4). Как видно из таблицы 1, обратноходовой преобразователь является очевидным победителем по количеству используемых компонентов. По этой причине общепринятым является мнение, согласно которому обратноходовой преобразователь всегда проще и дешевле.

Рис. 4. Упрощенная схема традиционного прямоходового преобразователя (с выпрямительными диодами)

Таблица 1. Перечень компонентов, используемых в прямоходовом и обратноходовом преобразователях (в порядке уменьшения стоимости)

Компоненты в порядке уменьшения стоимости	Прямоходовой		Обратноходовой
	Традиционный	Современный	Традиционный	Современный
Силовой трансформатор	1	1	1	1
Контроллер (ИС)	1	1	1	1
Силовые транзисторы	2	4	2	1
Выходная индуктивность	1	1	1	0
Сигнальный трансформатор	0	0	1	0
Выпрямительные диоды	2	0	0	1
Выходная емкость	1	1	2	1
Итого	8	8	8	5

Тем не менее, современные прямоходовые и обратноходовые источники питания для телекоммуникационных приложений часто используют схемы синхронного выпрямления, как это показано на рисунках 1 и 2, а также двухступенчатый выходной фильтр в обратноходовых преобразователях. В результате, как видно из Таблицы 1, это сокращает разрыв по количеству компонентов и сложности реализации между двумя топологиями, что делает спорным утверждение о том, что обратноходовой преобразователь всегда проще и дешевле.

Практически повсеместное использование синхронного выпрямления обусловлено несколькими основными факторами:

• постоянным снижением стоимости силовых МОП-транзисторов и контроллеров, поддерживающих функцию синхронного выпрямления;
• уменьшением выходного напряжения и повышением выходной мощности современных источников питания.

Очевидно, что попытка использовать обычный диодный выпрямитель в преобразователях с выходным напряжением 3,3 В и током 20 А вряд ли окажется успешной. Выпрямление тока 20 А, даже с диодом Шоттки, приведет к потере приблизительно 10 Вт мощности, если прямое падение напряжения на диоде составляет 0,5 В. Выделяемое на диодах тепло будет чрезвычайно сложно отвести, не говоря уже о снижении эффективности источника питания. Это сильно контрастирует с показателями синхронного выпрямителя на МОП-транзисторах, который может без проблем иметь сопротивление около 2,5 мОм. В таком случае полевой транзистор рассеивает всего лишь около (20 А) 2 х 2,5 мОм = 1 Вт. Отвести от силового ключа мощность 1 Вт, выделяемую в виде тепла, уже намного проще. Как правило, для охлаждения диода придется использовать большой и дорогой радиатор, в то время как для охлаждения МОП-транзистора будет достаточно теплоотвода, обеспечиваемого печатной платой определенного размера.

В прямоходовых преобразователях для управления МОП-транзисторами синхронного выпрямителя в простейшем случае можно подключить выводы вторичной обмотки к затворам транзисторов, как это показано на рис/ 1. Этот метод часто называется синхронным выпрямлением с самостоятельным управлением (Self-Driven Synchronous Rectifcation, SDSR). Если напряжение на вторичной обмотке оказывается слишком высоким, то может потребоваться дополнительная схема сдвига уровней или схема ограничения, которые призваны не допустить превышения максимального напряжения на затворах МОП-транзисторов. Поскольку эти схемы относительно просты и используют недорогие компоненты, то они не учитываются в таблице 1.

В отличие от прямоходовых преобразователей, обратноходовые преобразователи по каким-то эзотерическим причинам плохо работают со схемой синхронного выпрямления с самостоятельным управлением SDSR. В результате, как уже было сказано выше, для управления МОП-транзистором синхронного выпрямителя, расположенного на вторичной стороне, требуется дополнительный сигнальный трансформатор для передачи сигнала управления затвором. Использование новых миниатюрных трансформаторов серии LPD8035V от Coilcraft с рейтингом напряжения 1500 Vrms позволяет безболезненно решить проблему стоимости и габаритов.

Еще одной причиной сокращения разрыва по количеству используемых компонентов между двумя топологиями источников питания является добавление второго LC-фильтра в обратноходовых преобразователях. Часто можно встретить утверждение о том, что обратноходовые преобразователи являются более шумными, чем прямоходовые из-за значительных пульсаций тока во вторичных обмотках. Это означает, что если вы используете одноступенчатый LC-фильтр в обратноходовом преобразователе, то вам потребуется гораздо большая индуктивность и конденсатор, чтобы получить такой же уровень пульсаций выходного напряжения, как и у прямоходового преобразователя. На практике для решения указанной проблемы можно применять несколько подходов:

• использовать силовой трансформатор с большой индуктивностью;
• использовать большой выходной конденсатор;
• использовать двухступенчатый LC-фильтр.

Первые два варианта обычно оказываются более дорогими. При использовании двухступенчатого LC-фильтра, каждый из компонентов может выбираться исходя из оптимизации конкретного параметра схемы (низкого тока пульсации, низких потерь в сердечнике и т. д.). В результате, такой подход обеспечивает тот же уровень пульсаций напряжения при меньших габаритах и стоимости.

По указанным выше причинам современные прямоходовые и обратноходовые преобразователи мало отличаются по количеству используемых компонентов, габаритам и общей стоимости, в отличие от традиционных прямоходовых и обратноходовых источников питания. В таблице 2 показаны результаты практического сравнения габаритов и стоимости современного обратноходового преобразователя (рис. 5 сверху) и современного прямоходового преобразователя (рис. 5 снизу). Оба источника питания имеют выходное напряжение 12 В и мощность 51 Вт. Они построены на базе контроллера LT4295 PD от Analog Devices. Фотографии печатных плат представлены на рис. 5, а упрощенные принципиальные схемы на рисунках 1 и 2. Как видно из таблицы 2, обратноходовой преобразователь по-прежнему остается более компактным и менее дорогим, но разница уже не столь значительная.

Таблица 2. Сравнение характеристик реальных современных преобразователей

Параметр	Прямоходовой	Обратноходовой
Размер (кв. дюймы)	3,2	2,6
Стоимость (относительная)	100%	90%
КПД при 4 А	94,30%	92,80%
Максимальное напряжение на силовом транзисторе (первичная обмотка)	90 В	146 В
Максимальное напряжение на силовом транзисторе (вторичная обмотка)	85 В	126 В

Рис. 5. Примеры прямоходового и обратноходового преобразователей

Сравнение эффективности

Другое распространенное убеждение заключается в том, что прямоходовые источники питания намного эффективнее, чем обратноходовые. Раньше такое утверждение было вполне обоснованным. Это достаточно просто объяснялось тем, что прямоходовые преобразователи имеют в два раза больше полевых транзисторов, диодов и магнитных компонентов (трансформаторов и индуктивностей), как видно из рисунков 3 и 4. С удвоенным количеством элементов легче выполнить оптимизацию каждого отдельного компонента и равномерно распределить рассеиваемую мощность.

Например, трансформатор обратноходового преобразователя выполняет две функции: обеспечивает гальваническую развязку и выступает в качестве индуктивности LC-фильтра. В то время как в прямоходовых источниках питания за это отвечают разные компоненты: гальваническую развязку обеспечивает трансформатор, а в LC-фильтре используется отдельная индуктивность. Это позволяет выбирать индуктивности с более низким сопротивлением и трансформатор с меньшим размером сердечника, что приводит к уменьшению уровня потерь.

Другим примером получения дополнительного преимущества от использования удвоенного числа компонентов является использование силовых транзисторов. Как видно из рисунков 3 и 4, в прямоходовом преобразователе на первичной стороне используется два МОП-транзистора, а у обратноходового только один. Точно также и выпрямитель прямоходового преобразователя содержит два диода, в то время как в обратноходовом только один. Это ставит обратноходовой преобразователь в невыгодное положение, так как ток на его первичной стороне коммутируется одним МОП-транзистором, а выпрямление тока на вторичной стороне обеспечивается единственным диодом. В прошлом разработчикам источников питания приходилось применять дорогие, громоздкие и неэффективные силовые компоненты. Это приводило к высокой рассеиваемой мощности, повышенному тепловыделению и, следовательно, к снижению КПД источника питания.

Использование современных технологий и компонентов значительно сократило разрыв в эффективности между двумя топологиями. Например, применение схемы синхронного выпрямления с современными полевыми транзисторами привело к значительному уменьшению вклада потерь выпрямителя в общие потери источника питания. Благодаря длительному процессу развития и совершенствованию МОП-транзисторов, силовые ключи на первичной стороне преобразователей также вносят все меньший вклад в общий уровень потерь. Увеличение разнообразия форм и размеров сердечников, а также доступных материалов привело к появлению компактных, эффективных и бюджетных трансформаторов для обратноходовых преобразователей. Примером использования новых сердечников являются трансформаторы Coilcraft, в частности серия POE51Q-12E для обратноходовых преобразователей и серия FCT1-120Q3SE для прямоходовых преобразователей, которые соответствуют требованиям стандарта IEEE 802.3bt. Результатом всего вышесказанного становится незначительный 1,5% разрыв в уровне эффективности между преобразователями, сравнение которых приведено в таблице 2. Графики зависимостей КПД от нагрузочного тока для этих преобразователей показаны на рис. 6.

Рис. 6. Зависимость КПД от тока нагрузки

Выбросы напряжения на силовом транзисторе первичной стороны

По уровню выбросов напряжения на силовом ключе преимущество находится на стороне прямоходовых преобразователей с активным ограничением. Это является следствием нескольких факторов, но в первую очередь определяется более эффективной борьбой с влиянием индуктивности рассеяния трансформатора.

Индуктивность рассеяния является результатом неполной магнитной связи между первичной и вторичной обмотками, из-за чего не весь магнитный поток проходит через обе обмотки. Большие трансформаторы обычно характеризуется повышенной утечкой магнитного потока. Так как при равной выходной мощности габариты трансформаторов обратноходовых преобразователей обычно больше, чем у прямоходовых источников питания, то это приводит к более высокой индуктивности рассеяния.

Рис. 7. Индуктивность рассеяния в обратноходовом преобразователе

В эквивалентных схемах замещения индуктивность рассеяния обычно представляется в виде отдельной индуктивности (L_LKG), которая включается последовательно с первичной обмоткой, как показано на рис. 7. Когда силовой МОП-транзистор на первичной стороне отключается, ток, протекающий в L_LKG, не может измениться скачком. Он начинает протекать через относительно небольшую паразитную емкость стока транзистора (C_PARASITIC), что вызывает колебания паразитного LC-контура с быстрым скачком напряжения (рис. 8). Этот скачок напряжения оказывается приложенным к стоку и может превысить рейтинг напряжения сток-исток силового ключа.

Рис. 8. Выброс напряжения в обратноходовом преобразователе

Прямоходовой преобразователь с активным ограничением борется с проблемой выбросов напряжения при коммутациях особым способом. Для этого используется дополнительная цепь, образованная конденсатором C_CLAMP и МОП-транзистором Q_CLAMP, как показано на рис. 1. Когда основной силовой транзистор первичной стороны Q_PRI отключается, ток индуктивности рассеяния перенаправляется в C_CLAMP с помощью Q_CLAMP. Емкость C_CLAMP значительно выше, чем паразитная емкость основного силового транзистора Q_PRI. При правильном выборе C_CLAMP и своевременном включении транзистора Q_CLAMP выброс напряжения на стоке основного транзистора Q_PRI практически отсутствует, как показано на рис. 9. В таблице 2 приведены максимальные перенапряжения для МОП-транзисторов первичной стороны рассматриваемых преобразователей.

Рис. 9. Выброс напряжения в прямоходовом преобразователе

Меньшие габариты трансформатора, по сравнению с обратноходовыми преобразователями, и схема активного ограничения выбросов при коммутациях являются причинами того, что перенапряжения на силовом МОП-транзисторе первичной стороны прямоходового преобразователя оказываются ниже. Этот факт позволяет выбирать транзисторы с меньшим рейтингом напряжения. С другой стороны, так как сопротивление открытого канала МОП-транзистора R_DS(on) экспоненциально и обратно пропорционально номинальному напряжению, то прямоходовые источники питания вновь получают дополнительное преимущество по уровню эффективности. На рис. 10 отчетливо видно, что перегрев силового транзистора Q_PRI в прямоходовом преобразователе оказывается существенно ниже.

Рис. 10. Распределение температуры на примере рассматриваемых преобразователей

Существенные выбросы напряжения являются одним из очевидных недостатков обратноходовых преобразователей. Учитывая критическое влияние перенапряжений на рейтинг изоляции источника питания становится очевидным, почему хорошая конструкция трансформатора должна быть оставлена на усмотрение экспертов. Инженеры Coilcraft знают о всех компромиссах, возникающих при проектировании современных обратноходовых и прямоходовых источников питания. Кроме многолетнего опыта, полученного при разработке нестандартных решений по индивидуальным требованиям заказчиков, широкая производственная база Coilcraft также обеспечивает качество, доступность и конкурентную стоимость продукции. 

Основное правило выбора между прямоходовым и обратноходовым преобразователем

В современных источниках питания ставятся под сомнение некоторые традиционные эмпирические правила выбора между прямоходовой топологией с активным ограничением и обратноходовой топологией, работающей в режиме непрерывных токов. Тем не менее, все же можно сделать некоторые промежуточные выводы, по крайней мере, в случае с источниками питания для телекоммуникационных приложений.

Современные прямоходовые преобразователи, как правило, более эффективны. Первая причина этого заключается в том, что схема активного ограничения позволяет использовать МОП-транзисторы с меньшим рейтингом напряжения и, как следствие, с более низким сопротивлением открытого канала R_DS(on). Другая причина состоит в удвоении числа силовых компонентов. Например, в прямоходовых преобразователях используется два магнитных компонента: гальваническую развязку обеспечивает трансформатор, а в LC-фильтре используется отдельная индуктивность. Из рис. 10 видно, что нагрев магнитных элементов в прямоходовом преобразователе оказывается ниже, чем нагрев единственного трансформатора в обратноходовом источнике питания. Аналогичным образом распределение токовой нагрузки по двум силовым транзисторам обеспечивает повышение эффективности прямоходовых преобразователей по сравнению с обратноходовыми. Это особенно важно при создании источников питания с высоким нагрузочным током и низким выходным напряжением. Использование двух МОП-транзисторов в синхронном выпрямителе прямоходового преобразователя также позволяет эффективнее работать при большой токовой нагрузке.

Увеличение числа силовых компонентов помогает повысить эффективность прямоходового преобразователя, однако, с другой стороны, по этой же причине его стоимость оказывается выше. Кроме того, увеличение числа компонентов неизбежно приводит к росту площади печатной платы.

Итак, что лучше?

В статье было показано, что у прямоходовых и обратноходовых источников питания есть уникальные преимущества, которые позволяют оптимизировать различные показатели: стоимость, габаритные размеры и эффективность. Если подводить краткий итог, то можно отметить, что обратноходовые источники питания по-прежнему будут оптимальным выбором для большинства приложений из-за их низкой стоимости и сравнительно высокой эффективности. Если же требуется обеспечить максимальную эффективность, то в первую очередь следует рассмотреть возможность использования прямоходовой топологии.

Итак, какой преобразователь все-таки лучше: прямоходовой или обратноходовой?

Правильный ответ: Оба!

Используемая литература:

1. Technical bulletin forward or flyback? Which is better? Both!
2. Key parameters for selecting RF inductors

Импульсный Трансформатор коды ТН ВЭД (2020): 8504318008, 8504318007, 8504318009

Трансформаторы импульсные (напряжение: входное 220 вольт, выходное 12-24 вольт; мощностью 25 ватт) модели: FWPTEF206 (F206), FWPTEF207 (F207)	8504318008
Трансформаторы низковольтные импульсные промышленные,	8504318008
Трансформатор напряжения обратноходовый импульсный модель EFP1620.07.	8504318008
Импульсные промышленные низковольтные трансформаторы,	8504320009
Трансформаторы: импульсный трансформатор, импульсный трансформатор типа IGBT, напряжением от 50 В до 500 В переменного тока, небытового назначения, марка «Chang zhou LuCheng Co.,Ltd.»	8504318008
Трансформаторы электронные (импульсные источники питания),	8504318008
Трансформатор электронный импульсный, артикулы: 321083278A, 321083277A, 321077119C, 321077120D	8504318008
Трансформатор электронный импульсный (мощность 0.005 кВт), артикулы: 321083585A, 3210944	8504318008
Трансформаторы малой мощности: трансформаторы импульсные обратноходовые, трансформаторы герметизированные	8504318008
Маломощный импульсный трансформатор до 50 Вольт	8504318008
Трансформаторы тока промышленные обратноходовые импульсные, прямоходовые,	8504318008
Трансформаторы импульсные небытового назначения, напряжение от 50 до 1000 вольт,	8504318008
Трансформатор импульсный обратноходовый Тип EFP 1620.01	8504318008
Трансформаторы малой мощности: трансформаторы импульсные, трансформаторы тока, трансформаторы высокочастотные	8504318008
Тороидный импульсный трансформатор с феритовым сердечником,	8504318008
Трансформаторы электронные (импульсные источники питания) торговой марки Oras	8504318008
Силовые импульсные трансформаторы промышленные, артикулы согласно приложению №1 на 2 листах	8504318001
Импульсный трансформатор типа LG6X, модель BIT-070-A, напряжение 24 Вольт	8504318008
Трансформаторы импульсные,	8504318008
Импульсный трансформатор, напряжением от 50 до 1000 вольт переменного тока, марка: PA0264	8504318008
Приборы электрические: трансформаторы импульсные,	8504318008

Все своими руками Расчет трансформатора однотактного прямоходового преобразователя

Опубликовал admin | Дата 12 октября, 2014

     В рубрике «Самостоятельные расчеты» я приводил упрощенный расчет трансформатора тока для преобразователей напряжения от Владимира Денисенко. Теперь хочу предложить вам одну из его программ «Forward» предназначенную для расчета трансформаторов однотактного прямоходового преобразователя.
Программа не требует инсталляции на компьютер, имеет русский интерфейс, удобная и понятная. Окно программы показано на скрин 1.

     Кнопки, требующие пояснения, при наведении на них курсора, имеют всплывающие подсказки. Все данные после расчета можно сохранить в текстовом файле и использовать его в будущем.

Сам файл с расширением sav программа по умолчанию размещает в директории, где находится сама программа. Открыть его можно любым текстовым редактором. Помимо всего этого в программе предусмотрена возможность самостоятельного ввода параметров новых сердечников, как российского, так и импортного производства. При необходимости параметры ферритов фирмы EPCOS можно найти в рубрике «Справочный листок» журнала «Радио» за 2001 год номера десять и одиннадцать. Справочные данные отечественных магнитопроводов можно взять из справочника «Малогабаритные магнитопроводы и сердечники» Сидоров И.Н., Христинин А.А., Скорняков С.В. 1989. Справочник свободно можно найти в сети.

     При нажатии на кнопку «помощь» открывается окно с дополнительными пояснениями работы с программой и помощь в выборе некоторых вводимых параметров для расчета трансформатора.

По любезному согласию Владимира скачать программу можно с моего сайта.

Скачать “Расчет трансформатора однотактного прямоходового преобразователя” Forward2000.rar – Загружено 13008 раз – 395 КБ

Обсудить эту статью на — форуме «Радиоэлектроника, вопросы и ответы».

Просмотров:10 193

Скажем пару слов об импульсном трансформаторе / Sudo Null IT News

Несмотря на то, что не так давно пропущены достаточно хорошо написанные статьи о расчете трансформатора импульсного блока питания, я вам предложу свой метод, и не только голый метод, но наиболее прозрачное описание используемых в нем принципов.

Картинок не будет, будет около 18 простых формул и много текста. Всем желающим присоединиться, пожалуйста.

Хочу рассказать о том, как рассчитать такого хитрого зверя, как импульсный трансформатор обратноходового источника питания.Обратный переключатель или FlyBack, вероятно, является самой популярной топологией импульсного преобразователя. На мой взгляд, в ИИП есть два очень важных и тонких момента — трансформатор и петля обратной связи. В этой статье я хочу показать один из возможных наборов простых математических уравнений, решая которые мы можем получить данные полностью реального трансформатора для обратного хода.

В Интернете, в статьях разных авторов или в AppNotes разных производителей можно найти различные методы расчета, которые часто максимально «сжаты», так что формулы не понимают, как они работают.Хочу сделать акцент не на точности, а на максимальной ясности и прозрачности произведенных расчетов, чтобы вы понимали, «почему так».

Далее я постараюсь написать кратко и емко, чтобы вы могли сесть и посчитать сразу после прочтения статьи. Я не буду рисовать диаграммы напряжений и токов в обратном источнике, я думаю, что вы достаточно подготовлены к таким терминам, как «индуктивность рассеяния», «отраженное напряжение», «пиковый ток через переключатель мощности», «размагничивание магнитной цепи. «Вам все ясно.

Итак, трансформатор обратного источника питания, без корректора коэффициента мощности, будем считать наиболее распространенным, и мой «расчет» только заточен на него.

Отдельно отмечу, что подразумевает т.н. квазирезонансный режим работы преобразователя, когда закачка энергии в трансформатор начинается сразу после полного размагничивания магнитопровода. Те. так называемый «Коэффициент непрерывности тока» = 1, т.е. как только вся энергия пройдет через вторичную обмотку (и рассеяна в цепи питания), немедленно включите ключ и снова накачайте его.Такой режим в последнее время стал очень популярным в источниках питания с обратным ходом, поскольку позволяет немного повысить КПД.

Оговорюсь заранее — метод ниже очень грубый, но он «работает», он неоднократно проверялся на реальных трансформаторах в реальных источниках питания.

Для начала качаем расчет, открываем, пробегаем глазами. В него уже «вбивались» значения для расчета трансформатора источника питания с выходной мощностью 100Вт.

Расчет: к сожалению, по неизвестной причине публичная ссылка не отображается.
Возможно, публикация публичных ссылок противоречит правилам. Я надеюсь, что модераторы услышат этот крик души и пришлют мне персонализированную настройку фильтра, а пока вы можете переписать Excel или matkad, все приведенные ниже формулы и получить хороший результат.

Итак, поехали. Для начала расчета нам потребуется указать несколько исходных параметров (все они в расчете выделены зеленым цветом), а именно:

1.Выходная мощность источника питания, для которого мы делаем трансформатор (POUTmax).
2. Источник выходного напряжения (Uout) (1).
3. Выходное напряжение служебной обмотки (Ubias) (2).
4. Минимальное напряжение питания (UACmin) (3).
5. Максимальное сетевое напряжение (UACmax) (3).
6. Уровень пульсаций на конденсаторе фильтра сетевого выпрямителя (Урпл) (4).
7. Ожидаемый КПД трансформатора (берем 0,85 и не теряем) (ŋ).
8. Частота преобразователя (5).
9. Пиковое значение тока, протекающего через первичную обмотку ключа переключения (ILPRpeak) (6).

(1) Если выходное напряжение достаточно низкое, учитывайте прямое падение напряжения на диоде.
(2) В подавляющем большинстве источников питания требуется третья обмотка, от которой будет запитываться управляющая микросхема.
(3) Всегда берите с запасом, т.е. если диапазон 180-264, берите от 160 до 280.
(4) Этот параметр часто можно только догадываться, возьмите на нем 10% постоянной составляющей и не будете пошли не так, как надо, фактически получившийся рабочий прототип «углубляется» в расчет.2) / 2 = POUTmax × T (1,3)
Итак, в левой части у нас есть энергия, содержащаяся в индуктивности (учебник физики, если непонятно). В правой части — мощность, потребленная за время работы преобразователя. Те. энергия, запасенная в индуктивности первичной обмотки (на этапе накачки, от начала периода до открытия ключа), равна мощности, передаваемой на нагрузку за весь период T (с начала накачки , пока энергия в трансформаторе не иссякнет и не начнется новый импульс).

В установившемся режиме то, что было закачано в трансформатор из сети, должно быть равно тому, что было залито в нагрузку. Те. Все аргументы говорят о том, что наш источник уже работает, а не запускается.

Оставим на время эту формулу (1), мы будем использовать ее позже в расчетах, я просто хотел продемонстрировать, как это получается.
Теперь о параметрах. Посмотрим на формулу. Фиксируя (выбирая по своему усмотрению) три из четырех неизвестных, мы можем получить значение четвертого.

Мощность (POUTmax) мы уже установили.

Частоту можно просто выбрать по желанию. Без лишних слов скажем 50кГц и не прогадаем. Подниматься выше 150кГц не стоит, так как потери на переключение станут неоправданно высокими, да и скин-эффект нам не нужен в flyback.

Пиковое значение тока через первичную обмотку и одновременно ключ — ILPRPeak, это параметр, на нервах которого мы будем играть. Выбирая его значение ILPRPeak, мы меняем Lpr, а вместе с ним и многое другое.В моем расчете мы изменим ILPRpeak и наблюдаем за другими ячейками таблицы, которые будут содержать результаты других формул. Опять же, ближе к реальности, для источника мощностью 100 Вт можно установить ILPRpeak = 3 … 4A для запуска.

Просто попробуйте подставить в ячейку другие числа, и вы увидите, как изменятся другие производные параметры. В частности, выбирая пиковый ток «первичной обмотки», мы смотрим на «отраженное» напряжение и исходим из соображений ключей, которые у нас есть. Также этот параметр влияет на пиковое значение «вторичного» тока, что тоже немаловажно, потому что при обратном ходе токи имеют форму прямоугольного треугольника, а пиковые значения в несколько раз выше эффективных, если ток нагрузки 5А, тогда пик может быть 50, ориентируйтесь на наличие диодов и потерь в медной обмотке.

Вторая формула:

 UDCmin = UACmin × 1,41-Urpl (2)
 

Упрощать нечего, думаю понятно, что мы получаем худшее значение постоянного напряжения с учетом просадки на буферном конденсаторе, который находится за сетевым выпрямителем, либо за CMC.

 Тонна = (Lpr × ILPRpeak) / UDCmin (3)
 

В формуле (3) мы вычисляем, сколько времени ключ должен быть открыт, чтобы ток в индуктивности при приложении к нему нашего худшего UDCmin возрастал от нуля до желаемого значения ILPRpeak.

 Т = 1 / F × 1000 (4)
 

Частоту задавали ранее, период рассчитывался в (4). Мы умножаем на 1000, потому что мы записали желаемую частоту в кГц, а не в 1000 Гц.

 Toff = Тонн (5)
 

Остальной период, который будет посвящен передаче энергии нагрузке, рассчитывается по формуле (5).

 Q = Toff / тонна (6)
 

Максимальный коэффициент заполнения для наихудшего напряжения в сети и максимальная просадка конденсатора фильтра рассчитывается в (6).

 Urv = UDCmin × Тонна / Toff (7)
 

«Отраженное» напряжение. Наш трансформатор хоть и обратный, но все же трансформатор, а значит и коэффициент трансформации к нему тоже применим. Если на нашей вторичной обмотке при протекании тока через выпрямительный диод напряжение (например) равно 12,7В, то через соотношение количества витков это напряжение трансформируется в первичную обмотку (потому что магнитный поток омывает все обмотки одновременно ).

Формула (7), немного сложнее, давайте попробуем раскрыть ее.Получаем:

 UDCmin × Ton = Urv × Toff (7.1)
 

(7.1) Демонстрирует один очень важный момент, обычно называемый «равенством вольт * секундных интервалов». Возможно, справедливость утверждения (7.1) не очевидна или не сразу ясна, пока мы используем численное значение, полученное с использованием (7), как оно есть, не сомневаемся в его справедливости.

 UVTmax = UACmax × 1,41 + Urv (8)
 

Надеюсь, вы хорошо понимаете, что на обратной стороне первичная обмотка для постоянного напряжения — это просто кусок провода на конденсаторе фильтра, т.е.е. если наш конденсатор фильтра все еще заряжен до 310 В, то при разомкнутом переключателе питания ток течет через вторичную обмотку, постоянная просто «проходит» через первичную и подается на переключатель, но отраженное напряжение также добавляется к переключателю. И самое печальное, что в сумме получается константа. И это без учета эмиссии от индуктивности рассеяния, имейте это в виду, при расчете это обстоятельство специально выделено красным цветом.

Тогда (8) показывает, какое напряжение будет приложено к выключателю питания при обратном ходе. Вы можете сразу же добавить к максимальному напряжению, на которое рассчитан ключ, все еще выше 200 вольт, и вы не ошибетесь. Схема покажет фактическую амплитуду скачка напряжения, вызванного индуктивностью рассеяния.

Теперь мы можем рассчитать коэффициент трансформации, например:

 Kfb = Uout / Urv (9)
 

Я называю этот коэффициент трансформации «обратным», потому что он считается обратным.Теперь классический коэффициент трансформации, который можно получить:

 K = 1 / Kfb (10)
 

Далее мы рассчитываем максимальное напряжение, которое будет приложено к выпрямительному диоду на прямом пути преобразователя. Я думаю, вам хорошо известно, что это будет сумма напряжений на фильтрующем конденсаторе нагрузки, которую в процессе работы можно считать постоянной и преобразованной через коэффициент трансформации в напряжение, приложенное к первичной обмотке.

 UVDmax = Uout + (VACmax × 1.2)
 

Затем рассчитайте пиковый ток вторичной обмотки. Будьте готовы получить здесь достаточно большие числа, потому что это «обратный поток», и его ток во «вторичном корпусе» имеет треугольную форму, а пиковое значение может быть значительно больше, чем ток нагрузки.

 ILSECpeak = √ (1000 × 2 × POUTmax) / (F × × Lsec) (13)
 

Эта формула преобразуется так же, как первая формула для ILPRpeak.

 ILSECrms = ILSECpeak√ (1-Q) / 3 (14)
 

В (14) эффективное значение тока рассчитывается через вторичную обмотку трансформатора.Я не могу объяснить, почему корень (1-Q) / 3, вероятно, можно объяснить построением графика и обращением к геометрии. Здесь мы также оцениваем действующее значение тока первичной обмотки. 2), где L — измеренное значение индуктивности на сердечнике с зазором, который вы пропилили, N — количество витков, которое вы зарисовали (рекомендую встряхнуть пробные 100 витков).

Объясните, что таких Ae, G и Al не будет, при условии, что вы сами знаете, зачем вам нужен зазор в магнитопроводе, и что такое Al. Также в расчет можно ввести эквивалентную проницаемость сердечника с зазором, но она там не используется (чисто для красоты). В формуле (16) учитываем необходимое количество витков.

 Npr = √ Lpr / Al (16)
 

Одним из важнейших параметров трансформатора является максимальное значение потока магнитной индукции.

 B = (Lpr × ILPRpeak) / (Npr × Ae) (17)
 

Превышать значение 0,3 категорически не рекомендую, а 0,4 — катастрофа. По совпадению, эта магнитная цепь, кажется, хорошо подходит для наших нужд. Индукция меньше 0,3 TL, и я хочу под наши нужды заложить. К сожалению, расчет не содержит формул для расчета заполнения магнитного окна магнитопровода, поэтому вынести окончательный вердикт по нему невозможно.

Если индукция больше 0.3 Tl, можно выбрать магнитопровод большего размера или увеличить зазор. Увеличивая зазор, получаем другое значение Al и соотв. значение индукционного расхода.

В целом жизненный опыт показывает, что в зазоры больше 1,5мм лучше не лезть, потому что в них есть свои паразитные явления, такие как коробление силовых линий магнитного поля, нагрев катушек, расположенных возле зазора, до температуры, при которых они могут прийти «Хан», короче от 0,2 мм до 1,5 мм. Менее 0,2 — температурное расширение материала может существенно изменить параметры трансформатора.Более 1,5мм — писал выше.

Выбирая магнитопровод, а именно сравнивая разные модели, только по поперечному сечению сердечника (Ae), можно упустить из виду тот факт, что длина магнитопровода также влияет на Al с таким же поперечным сечением и зазором.

Например, магнитопровод PQ2620 имеет площадь сердечника 122 мм.кв, а ETD34 — всего 97 мм.кв, но длины магнитных линий этих магнитных цепей различаются, и вы также можете успешно прокачать 100 Вт через ETD34, а также через PQ2620.То есть взять и подставить в расчет все ферриты, близкие к тем размерам, которые, как вы думаете, могут накачать нужную мощность.
После расчета магнитной индукции в расчете вычисляется количество витков вторичной обмотки и вспомогательной обмотки, я не буду на них конкретно останавливаться, методика такая же, как и раньше.

Надеюсь, сказанное выше будет вам полезно. Разработка МИП — это огромный резервуар прикладной науки, и этот «расчет» — лишь небольшая часть одного из Талмудов, в котором собран весь опыт человечества, но он чрезвычайно полезен в прикладном плане развития. простые «обратные пути».

Мой «расчет» (и не совсем мой, но унаследованный от идейного вдохновителя) — инструмент довольно примитивный, поэтому могу порекомендовать воспользоваться сборником программ Владимира Денисенко, которые легко найти через поисковик. Тем, кто «рубится» в «силовой» теме, есть что сказать, коллегам в комментариях. Любая критика приветствуется!

Что непонятно — спрашивайте, дополню статью более подробными пояснениями.

(PDF) Расчет выбора трансформатора для проектирования импульсного источника питания с обратным ходом

Содержимое этой работы может использоваться в соответствии с условиями Creative Commons Attribution 3.0 лицензия. Любое дальнейшее распространение

этой работы должно содержать указание на автора (авторов) и название работы, цитирование журнала и DOI.

Опубликовано по лицензии IOP Publishing Ltd

MEACM 2018

IOP Conf. Серия: Материаловедение и инженерия 544 (2019) 012054

IOP Publishing

doi: 10.1088 / 1757-899X / 544/1/012054

1

Расчет выбора трансформатора для разработки Flyback

Импульсный источник питания

Хао Ни1, Айся Ву2 *, Синь Чжан3, Руолин Руань4, Юнхонг Ху5 и Вэй Чжан6

1 Доцент, Хубэйский университет науки и технологий, Сяньнин, КНР

2 * Преподаватель, Хубэйский университет науки и технологий, Сяньнин, КНР

3 Генеральный директор, Hubei Tongda Power Supply Company Limited, Xianning, PRC

4 Профессор, Hubei University of Science and Technology, Xianning, PRC

5 Профессор, Hubei University of Science and Technology, Xianning, PRC

6 Старший инженер , Хубэйский университет науки и технологий, Сяньнин, КНР

Эл. Почта: 278928643 @ qq.com

Аннотация. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ) — один из самых популярных методов создания импульсных источников питания

. В этой статье описана основа для разработки нового импульсного источника питания с обратным ходом

с интегральной схемой ШИМ. Для удовлетворения проектных требований,

подробно обсуждается важный этап расчета выбора трансформатора. Метод P

— это метод

, используемый при расчете трансформатора. Затем пошагово вычисляются некоторые другие параметры трансформатора, такие как коэффициент трансформации

, первичный ток трансформатора, индуктивность первичной обмотки трансформатора, виток трансформатора

и воздушный зазор, а также диаметр провода обмотки.

Предлагаемый импульсный источник питания с выбранным трансформатором имеет более простую схему и на

более высокую точность. Различные диапазоны входного и выходного напряжения, необходимые для различных электроприборов

, могут быть вполне удовлетворены.

1. Введение

При разработке импульсных источников питания эффективность является одним из наиболее важных показателей.

Пока КПД бытовых импульсных источников питания в основном составляет около 70%. Чтобы ответить на призыв

об экономии энергии и сокращении выбросов в Китае, концепция дизайна будущего импульсного источника питания

должна быть сосредоточена на сокращении потерь и повышении эффективности при проектировании.Потери импульсного источника питания

состоят из потерь входного выпрямителя, потерь переключения, потерь в буферной цепи, потерь проводимости

, потерь трансформатора и индуктивности и т. Д. Помимо потери входного выпрямителя, могут быть все другие потери

. уменьшенный. В эти годы относительно новой технологией является использование импульсного синхронного выпрямителя

при нулевом напряжении / нулевом токе для уменьшения потерь переключения и потерь привода сети синхронного выпрямителя

[1-2]. В будущем можно будет использовать управление скачкообразной перестройкой периода для уменьшения малой нагрузки и потерь в режиме ожидания.

Есть много способов повысить эффективность, например пассивная демпферная схема без потерь, синхронный выпрямитель

, микросхема управления малой мощностью и так далее. Топология Flyback зарекомендовала себя как эффективное решение для импульсного источника питания

благодаря его низкой стоимости и высокой эффективности [3]. Например, адаптеры и зарядные устройства для ноутбуков AC-DC

реализуются путем преобразования мощности с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).

Таким образом, чтобы повысить эффективность и уменьшить потери, в этой статье предлагается новый импульсный источник питания

с обратным переключением для электронных устройств с низким энергопотреблением.

Остальная часть этого документа организована следующим образом. Во-первых, принципы работы будут предложены в Разделе

2. Во-вторых, индикаторы проекта и структура системы будут описаны в Разделе 3. В этом

Обратный индуктор и теория трансформатора

Ток (который создает магнитное поле) от источника затем прерывается размыканием переключателя, тем самым вызывая коллапс или уменьшение магнитного поля, следовательно, изменение направления потока магнитного поля на противоположное (отрицательное изменение потока со временем) .Отрицательное изменение магнитного потока индуцирует напряжение в противоположном направлении от напряжения, индуцированного во время стадии зарядки. Термины «обратный ход» или «обратный удар» происходят от индуцированного реверсирования напряжения, которое происходит, когда ток питания прерывается. Обратное индуцированное напряжение (я) пытается создать (индуцировать) ток. Открытый переключатель предотвращает прохождение тока через источник питания. При обратном напряжении диод пропускает ток через него, следовательно, ток течет в конденсатор и нагрузку через конденсатор.Если ток может течь, то результирующий ток идет в том направлении, которое пытается сохранить существующее магнитное поле. Индуцированный ток не может поддерживать это поле, но замедляет спад магнитного поля. Более медленное снижение приводит к более низкому индуцированному обратному напряжению. Если ток не может течь, магнитное поле очень быстро спадет и, следовательно, создаст гораздо более высокое индуцированное напряжение. Фактически, обратный ход создаст необходимое напряжение, необходимое для разряда энергии, накопленной в обратном трансформаторе или катушке индуктивности.Этот принцип, наряду с контролем продолжительности стадии зарядки, позволяет индуктору обратного хода увеличивать или уменьшать напряжение без использования повышающего или понижающего отношения витков. В типичной схеме обратного хода выходной конденсатор ограничивает обратное напряжение до напряжения конденсатора плюс напряжение на диоде, и резистивное напряжение падает. Для достаточно большого и полностью заряженного конденсатора напряжение ограничивающего конденсатора можно рассматривать как постоянное значение. Уравнения V (t) = L x di / dt и I = Io + V x t / L также могут быть применены к стадии разряда.Используйте значение индуктивности разрядной обмотки и продолжительность фазы разрядки. Время будет представлять собой либо время цикла за вычетом времени зарядки (без простоя), либо время, необходимое для полной разрядки магнитного поля и достижения нулевого тока. Время цикла равно периоду, равному 1 / частота.

Конструкция обратного преобразователя

Лететь обратно Конвертер Типовой проект дома

Обратные преобразователи

Перед чтением этого раздела, пожалуйста, прочтите вступление.

Все схемы в этом руководстве можно смоделировать в LTspice ^® . Если вы новичок в LTspice, пожалуйста, посмотри на мой LTspice Учебник

Иногда необходимо создать изолированное напряжение. Для приложений с низким энергопотреблением используется обратный преобразователь. другая форма преобразователя постоянного / постоянного тока для удовлетворения этой потребности.

Обратные преобразователи очень похожи на повышающие преобразователи по своей архитектуре и производительности, за исключением обратного преобразователя, катушка индуктивности заменен на первичную обмотку трансформатора и вывод берется из вторичного. Однако в обратная архитектура, первичная и вторичная обмотки можно рассматривать как 2 отдельных индуктора, поэтому Обратный преобразователь работает очень похоже на что из повышающего преобразователя.

В в следующем руководстве описывается, как создать схема обратного хода граничного режима, где схема действует на границе между непрерывным и прерывистая проводимость.

Типичный обратноходовой преобразователь показан на рис. 1.

.

РИС.1

Эта схема преобразует 12 В в псевдоизолированные 5 В. и может выдерживать нагрузку 1А.Эта схема адекватный, чтобы продемонстрировать работу обратного хода конвертер, даже если он не предлагает полную изоляция — резисторы обратной связи R1 и R2 нарушают изоляционный барьер.

Игнорируйте компоненты R4, D2, Q2 и C5. Эти просто обеспечивают функцию линейного регулятора, позволяющую LTC3873 для использования с высокими входными напряжениями.

Когда полевой транзистор включается, ток нарастает. согласно

как с повышающим преобразователем.

Таким образом, в случае, показанном на фиг.1, ток нарастает до оценка

или 400000А в секунду.Таким образом, если MOSFET переключается выключится после 1 мкс, ток через первичную обмотку будет увеличились на 400 мА.

Когда MOSFET выключается, напряжение на обоих первичная и вторичная обмотки увеличиваются усилия по поддержанию текущего потока. Обмотка проводящий первым — это тот, в котором ток течет, а в схеме на фиг.1 диод D1 проводит заставляя энергию течь на выход конденсаторы С2, С6, С7.

В повышающем преобразователе ток индуктивности нарастает. линейно во время зарядки и линейно снижается во время выписки. В обратном преобразователе, когда ток в первичной обмотке возрастает, энергия накапливается в сердечнике трансформатора. Когда полевой транзистор выключается эта энергия сбрасывается во вторичную обмотку, позволяя ток течет во вторичной обмотке, поэтому первичная ток тут же схлопывается до нуля.Это вызывает немедленное повышение тока во вторичной обмотке после что ток во вторичной обмотке снижается линейно по мере разряда. Для анализа часто лучше лечить первичные и вторичные обмотки трансформатора как 2 отдельные индукторы, в которых энергия накапливается в первичной и свалил во вторичный. Хотя обратный ход преобразователь можно рассматривать как состоящий из 2 отдельные индукторы, классическое трансформаторное действие. бывает.Когда полевой транзистор выключается, первичный ток падает до нуля, вызывая противоположный рост в токе во вторичном. Рост вторичного ток пропорционален краху в первичной обмотке ток и определяется соотношением витков трансформатор.

Ток разряда во вторичной обмотке немного заряжает выходной конденсатор, после чего включается полевой МОП-транзистор, и процесс начинается снова.Выходное напряжение контролируется обратной связью. резисторы R1 и R2 и при переходе этих резисторы доходит до определенной точки, микросхема завершает привод к полевому МОП-транзистору.

Как и в случае с повышающим преобразователем, во время зарядки первичный и вторичный токи нарастают и падают согласно уравнению

Во время зарядки первичной обмотки L — это индуктивность первичной обмотки.Во время разряда L индуктивность вторичной обмотки.

Схему LTspice на фиг.1 можно скачать здесь. (щелкните ссылку правой кнопкой мыши и сохраните как ‘.asc’ файл): LTC3873 Обратный преобразователь

В Техническое описание LTC3873 можно скачать здесь: LTC3873 лист данных

Мы упоминали ранее, что линейное изменение тока в первичной обмотке до 400000 А в секунду.Наша симуляция LTspice показывает линейное изменение тока 408 кА в секунду (см. ФИГ. 2).

Вторичная индуктивность составляет 3,3 мкГн, поэтому ток снижается со скоростью

или 1,66 миллиона ампер в секунду. В этом случае выходное напряжение составляет 5 В, а напряжение на диод 0.5 В, поэтому напряжение на вторичной обмотке при разряде — 5,5В.

Наше моделирование LTspice показывает текущий рост 1600кА в секунду.

На Рис. 2 ниже показан сигнал затвора (зеленый), первичный ток (синий) и вторичный ток (красный).

РИС 2

На схеме LTspice на фиг.1 показан трансформатор. смоделирован как 2 катушки индуктивности.Коэффициент индуктивности равен равняется квадрату отношения витков, поэтому витки Передаточное отношение этого трансформатора составляет 3: 1. Поскольку трансформатор — это чисто пассивное устройство, когда напряжение понижается вниз , ток увеличил на на равную величину и наоборот. Таким образом, когда ток останавливается в первичной обмотке (на фиг. это ок. 1,4 А), ток вырабатывается в вторичный из 3×1.4А = 4,2А.

Интересно отметить, что значение di / dt определяется ТОЛЬКО индуктивностью значение и напряжение на катушке индуктивности. Микросхема контроллера не имеет отношения к установка линейного тока индуктора.

Как и в случае с повышающим преобразователем, полезно знать рабочий цикл обратного преобразователя.

Мы уже заявляли, что обратный преобразователь похож на повышающий преобразователь, поэтому имеет смысл начните с рабочего цикла повышающего преобразователя.

Мы определили, что рабочий цикл наддува конвертер

Теперь с повышающим преобразователем, когда полевой транзистор переключается напряжение на катушке возрастает до тех пор, пока выпрямительный диод проводит.Таким образом, выходное напряжение равна сумме напряжения катушки и входного напряжение, поэтому

Из этого

Итак, для повышающего преобразователя можно написать

При использовании обратноходового преобразователя выходное напряжение (на вторичный) относится к земле, а не к входу Напряжение.Если смотреть со стороны первичной обмотки, напряжение на первичной обмотке равно выходному напряжению деленное на коэффициент поворотов. Так что если выходное напряжение составляет 5 В, и у нас соотношение витков 10: 1, то напряжение на первичной обмотке составляет 50 В.

Итак, если мы назовем Vout ’, выходное напряжение , как видно из первичная сторона можно сказать

На фиг.1 отношение витков (первичного к вторичному) равно 3: 1.Выходное напряжение составляет 5 В, поэтому напряжение на вторичная обмотка — 5,5 В, включая диодное падение. Когда это отражается на первичной обмотке, это приводит к напряжение 16,5 В на первичной обмотке. Со входом напряжение 12 В, это дает рабочий цикл

В LTspice мы можем измерить время включения как 3,5 мкс, а период 6.14us, что дает измеренный рабочий цикл 57%.

С повышающим преобразователем ток в катушке индуктивности должно быть непрерывным, чтобы это уравнение выполнялось. А аналогичная ситуация верна с обратным ходом, но ток в либо первичный, либо вторичный должен течь, чтобы уравнение рабочего цикла выполнялось истинный.

Как и у повышающего преобразователя, рабочий цикл зависит только от входного напряжения, выходного напряжения и соотношение оборотов.Это не имеет ничего общего с IC контроллера или ток нагрузки. Следовательно, если ток нагрузки увеличивается после того, как цепь успокоится, рабочий цикл останется неизменным. Контроллер включает первичный полевой транзистор для дольше, чтобы больше тока нарастало в первичный и, следовательно, вторичный ток принимает дольше распадаться до нуля, что приводит к падению частота коммутации. Однако рабочий цикл остается без изменений.

Эффект от изменения коэффициента поворота

Выбор соотношения витков первичной и вторичной обмоток, равного Vin: Vout гарантирует, что преобразователь работает в цикл 50%, как показано выше. Если входное напряжение повышается, рабочий цикл понижается для поддержания регулирование и наоборот.

При изменении коэффициента трансформации трансформатора рабочий цикл меняется соответственно, но меняются обороты соотношение также влияет на окружающие составные части.

Для высокого отношения витков первичной и вторичной обмоток от уравнение:

любое заданное выходное напряжение приведет к более высокому Vout ’приводит к увеличению продолжительности включения, поэтому дизайнер должен следить за тем, чтобы максимальная нагрузка спецификация цикла контроллера не нарушено.Более высокий Vout также означает более высокое напряжение. через первичный полевой транзистор.

Поскольку рабочий цикл выше (время включения первичный полевой транзистор длиннее), время разрядки вторичный пропорционально короче, следовательно, больше ток должен течь во вторичной цепи, чтобы поддерживать выходной ток. Это означает более высокий в выпрямительном диоде течет ток, возможно что приводит к увеличению тепловыделения.

Однако, когда первичный полевой транзистор включается, высокий передаточное число означает меньшее обратное напряжение через вторичный диод.

Точно так же, если дизайнер выбирает низкую первичную отношение вторичных витков, рабочий цикл ниже и напряжение на полевом транзисторе первичной стороны (Vout ’) равно ниже.Однако, поскольку время включения полевого транзистора равно короче, больше тока необходимо течь в первичной обмотке Полевой транзистор приводит к более высокой коммутации и проводимости убытки.

Поскольку время включения короче, время разряда вторичная обмотка длиннее, поэтому ток в вторичный диод ниже. Однако обратное напряжение на вторичном диоде выше.

Имея коэффициент поворотов, равный чему-то другому, кроме Вин: Vout — это не обязательно плохо. Повороты соотношение — это еще одна переменная в процессе проектирования это можно было бы использовать с пользой для дизайнера.

Конструкция обратного преобразователя Процедура

Теперь мы собираемся использовать схему, подобную рис. 1, но на этот раз для повышения напряжения с 5 В до 12 В. может выдерживать нагрузку 100 мА.Мы собираемся использовать LTC3873-5, контроллер с фиксированной частотой 200 кГц.

В отличие от повышающего преобразователя, где индукторы доступны во многих различных значениях, идеальный Трудно найти коэффициент трансформации трансформатора. Поэтому разумно начинать дизайн с выбора трансформатор, который находится рядом с тем местом, где мы должны быть и корректировка компонентов в дизайне для компенсировать его недостатки.Многие источники питания книги объясняют, как рассчитать идеальный трансформатор первичная индуктивность и соотношение витков, но большинство инженеры не могут позволить себе роскошь заказывать услуги трансформатора доступны.

Соотношение витков влияет на пиковый первичный ток, пиковый вторичный ток и рабочий цикл. В нашем Например, если передаточное число слишком низкое (меньше витков на первичной обмотке) рабочий цикл уменьшается, а увеличивается первичный ток (это логично, потому что если полевой МОП-транзистор включен на более короткое время, больше необходимо увеличить ток в первичной обмотке за цикл).Если передаточное число слишком велико, выход напряжение, отраженное обратно в первичную обмотку, будет большее значение будет иметь более высокое напряжение MOSFET. нужный. Кроме того, рабочий цикл будет длиннее. (время включения полевого МОП-транзистора), поэтому время выключения (время время, когда вторичный ток питает выходной конденсатор) будет короче, поэтому больше вторичного ток должен течь, чтобы обеспечить нагрузку.

Соотношение витков первичной и вторичной обмоток составляет примерно Вин: Vout — хорошее место для начала.Итак, с входом 5 В и выход 12 В соотношение витков 1: 3 является хорошим выбор.

Схема, которую мы собираемся разработать, будет принимать вторичный ток снижается до нуля, после чего первичный МОП-транзистор немедленно снова включается, чтобы начните заряжать первичный. Другими словами, часть работает на границе между непрерывными режим проводимости (где ток всегда течет в либо первичный, либо вторичный) и прерывистый режим (где есть область нулевого ток в обеих обмотках до запуска MOSFET снова заряжая первичный).Мы разработаем для максимальная нагрузка, поэтому если ток нагрузки уменьшается, будет задержка между уменьшение вторичного тока до нуля и зарядка первичным током снова (прерывистый режим).

На рис. 3 показана наша общая архитектура.

РИС. 3

Ссылаясь на рис. 2 ранее по тексту, мы видим, что вторичный ток имеет треугольную форму, снижается от пикового значения до (почти) нуля.Площадь под этот красный сигнал должен иметь в среднем 100 мА чтобы поддержать нашу нагрузку. Поскольку форма волны треугольной формы, пик тока должен быть на минимум 2 x 100 мА = 200 мА. Однако вторичный ток присутствует только определенное время (продиктовано рабочим циклом), поэтому ток требует быть значительно больше, чем это.

Обратный преобразователь имеет рабочий цикл

где

(я.е. Vout ’- выходное напряжение, но как видно из первичная сторона)

Ранее мы рассчитывали рабочий цикл без учета падение диода. Теперь мы можем включить его без лишних усилий. трудности. Если в наш уравнение рабочего цикла, наше значение для Vout ’составляет 12,3 x 0,33 = 4,1 В, поэтому рабочий цикл составляет

Очевидно, что чем ниже выходное напряжение, тем больше влияние падения диода в нашем рабочем цикле уравнение.

Первичный ток течет во время включения MOSFET и вторичный ток течет во время Время выключения полевого МОП-транзистора, поэтому вторичный ток присутствует только для (1-DC) в течение каждого цикла. Следовательно чтобы получить желаемый пиковый вторичный ток, нам нужно чтобы разделить пиковый ток 200 мА (рассчитанный выше), на (1-0,45), чтобы получить истинный вторичный пиковый ток нужный.

Таким образом, максимальный желаемый ток во вторичной обмотке равен

Для большего математический вывод вышеуказанной процедуры, Нажмите здесь

Пиковый ток 364 мА во вторичной обмотке с витками Соотношение 1: 3 означает максимальный первичный ток 1.09A (переходя от вторичной к первичной, напряжение идет вниз, поэтому в этой конфигурации ток повышается).

Частота коммутации 200 кГц имеет период 5 мкс, поэтому при рабочем цикле 45% это время включения из

0,45 x 5 мкс = 2,25 мкс

С

во время включения полевого МОП-транзистора напряжение на первичная обмотка — 5 В, и нам нужно линейное изменение тока с нуля. к 1.09A в 2.25us, поэтому это подразумевает первичный индуктивность 10,32 мкГн

Итак, нам нужно выбрать трансформатор с первичной обмоткой. индуктивность примерно 10 мкГн, с насыщением номинальный ток не менее 1.09A и коэффициент трансформации из 1: 3. Это довольно специфическое требование, и читатель, вероятно, сочтет невозможным найти трансформатор с такими характеристиками.Все не однако потеряны, поскольку сейчас компании-производители магнетизма представляем трансформаторы общего назначения с 6 намотки на одну бобину, которая может быть настроена на любую способ. Wurth Electronics предлагает такую ​​серию детали с гибкими трансформаторами WE-FLEX.

Поскольку у нас ток в первичной обмотке больше, чем вторично, это имеет смысл, если в нашем дизайне 3 обмотки параллельно для первичной и 3 обмоток последовательно для вторичного.Это гарантирует, что каждый из наши 3 обмотки разделяют ток 1.09A и получают нас наше соотношение витков 1: 3.

Вурт 7421 подходит устройство.

Мы должны убедиться, что трансформатор имеет ток рейтинг не ниже 1.09А. Если мы превысим этот ток, феррит, на который намотан трансформатор, будет насыщаются и теряют свои магнитные свойства.Таким образом значение индуктивности первичной обмотки упадет и из уравнения

ток будет быстро увеличиваться, взорвавшись MOSFET первичной стороны.

Теперь параллельные катушки индуктивности, намотанные на один и тот же феррит, не следует тем же законам, что и отдельные индукторы размещены параллельно.В целом они остаются такими же значение индуктивности, но поделите ток. Это объяснил следующий документ Wurth:

Обмотки трансформатора последовательно и параллельно

Таким образом 7421 имеет индуктивность 11,6 мкГн на обмотку и 3 параллельно включенных по-прежнему дают первичная индуктивность 11.6uH. Поскольку они разделяют ток, ток насыщения 0,84А позволяет нам иметь (3 x 0,84A = 2,52A) пиковую первичную индуктивность Текущий.

Если не удается найти подходящий трансформатор, выберите преобразователь постоянного / постоянного тока с регулируемым переключением частота (следовательно, изменение параметра «dt» в над уравнением) и повторите шаги, указанные выше.

Rsense Choice

Текущий порог чувствительности LTC3873-5 составляет 95 мВ, поэтому резистор измерения тока 63 мОм обеспечивает пиковый ток 1.5А. Приведенные выше расчеты имеют не учитывается эффективность DC / DC преобразователь, поэтому резистор измерения тока прибл. 80% от этого значения — более реалистичная цифра. А токового резистора 50 мОм должно хватить.

Выбор MOSFET

При выходном напряжении 12 В напряжение на вторичная обмотка — 12.3В (включая диодное падение 0,3 В). Поэтому, когда MOSFET выключается, первичная обмотка развивает напряжение 12,3 В / 3 = 4,1 В. Таким образом, сток MOSFET должен выдерживать напряжение на его стоке 4,1 В + Vin = 9,1 В.

Теперь стоит выбрать MOSFET со стоком. рейтинг источника намного выше, чем этот, поскольку любой трансформатор не будет идеально соединять первичную энергия во вторичную.Этот термин называется индуктивность рассеяния и может быть смоделирована как индуктивность последовательно с первичной обмоткой , которая не подключен к вторичному. Таким образом накапливает энергию который не сбрасывается во вторичный во время обратный цикл. Эта энергия проявляется как скачок напряжения на стоке полевого МОП-транзистора. Этот шип увеличивается с увеличением первичного тока, и если он высокий достаточно, может потребоваться демпферная сеть для уменьшения Это.

В нашей конструкции полевой МОП-транзистор с напряжением сток-исток 30V должно хватить.

Ток стока полевого МОП-транзистора должен быть выше. чем пиковый ток, установленный текущим датчиком резистор. Выбор полевого МОП-транзистора с током стока 3A оставляет нам много места.

Источник затвора включает напряжение полевого МОП-транзистора. быть намного ниже, чем напряжение импульсов затвора выходящий из микросхемы (5В).

Вышеуказанные параметры представляют собой минимум характеристики полевого МОП-транзистора. Однако чтобы получить хороший дизайн, мы должны гарантировать, что потери в MOSFET как можно ниже. Переключатель MOSFET представляет 2 потери в цепи: коммутационные потери и потери проводимости.

Коммутационные потери возникают из-за протекания тока. через полевой МОП-транзистор одновременно с напряжением находится через полевой МОП-транзистор (поэтому мощность генерируется в MOSFET), во время включения и выключения МОП-транзистор.Для данного привода ворот, выходящего из IC контроллера, чем ниже емкость затвор-исток полевого МОП-транзистора, тем быстрее он включится. Таким образом, спецификация Qg полевого МОП-транзистора важна. и должен быть как можно ниже. Qg MOSFET также будет влиять на нагрев рассеивание микросхемы, особенно если на входе напряжение на микросхеме высокое.

Плата определяется уравнением:

Заряд (Q) = Ток (I) x Время (с)

Поскольку частота обратно пропорциональна времени, мы можем написать

Таким образом, мы можем рассчитать ток, необходимый для протекания в чип, просто чтобы зарядить емкость затвора FET.Поскольку тепло является продуктом напряжения и ток, если заряд затвора высокий и / или частота переключения высока, тепловыделение в Чип будет высоким, если входное напряжение высокое.

Как только MOSFET включен, MOSFET представляет небольшое сопротивление постоянному току между стоком и источником терминалы. Это источник утечки полевых МОП-транзисторов. сопротивление »или Rdson.Опять же, это должно быть как можно меньше насколько возможно.

Теперь производители MOSFET уменьшают сопротивление включения. полевого МОП-транзистора, построив множество параллельных пути проводимости между стоком и источником. Таким образом, как и при параллельном подключении резисторов, сопротивление уменьшается с более параллельными путями. Однако при подключении путей Drain Source в параллельно, отрицательный эффект заключается в том, что источник гейта емкость (Qg) также подключена параллельно, поэтому низкое сопротивление в открытом состоянии (и, следовательно, низкие потери проводимости) иногда подразумевает высокую емкость затвора истока (отсюда высокие потери при переключении).Таким образом, полевой МОП-транзистор выбранный должен быть компромиссом между этими двумя характеристики. Кроме того, сильноточные полевые МОП-транзисторы обычно поставляются в гораздо больших упаковках, поэтому идеалы низкого сопротивления включения и низкого Qg могут нарушить спецификация требований к пространству, поэтому процесс выбора придется начинать заново. Инженерное дело, как всегда, компромисс.

Действительно, глядя на таблицы выбора MOSFET производителей, лучше выбирать MOSFET с низкое сопротивление включения (менее 10 мОм), затем фильтруйте этот выбор, чтобы удалить полевые МОП-транзисторы с Qg больше 10 нКл, затем выберите MOSFET из этого список, пока затвор включает напряжение, Vds и Идентификатор можно встретить.Начнем с выбора полевых МОП-транзисторов с Vds между 20 В и 30 В может исключить некоторые полевые транзисторы с более высоким напряжением, которые лучше подходят для более низких напряжения конструкции. В противном случае загрузите все результаты в таблицу и отсортируйте оттуда. у меня никогда не было удачи с параметрическим поиском на MOSFET веб-сайты.

В качестве альтернативы загрузите все MOSFET характеристики в таблицу, удалите те которые не соответствуют требованиям VDS и ID, то добавьте столбец под названием FOM (Рисунок достоинства).Этот столбец должен содержать значение RDSON x QG. Затем отсортируйте по этому столбцу и выберите полевой транзистор с наименьшим ФОМ. Эта часть будет лучшим компромиссом между RDSON и QG и идеально подходят для топовых MOSFET.

Fairchild FDS6680 представляет собой хороший компромисс. между низким сопротивлением включения и низким зарядом затвора, но его пакет SO8 большой и поэтому может быть непригоден для компактных конструкций.

FDS6680 Лист данных

Выбор выпрямительного диода

Когда MOSFET выключается, вторичное напряжение быстро нарастает, чтобы поддерживать ток. Многие диоды недостаточно быстрые, чтобы на это среагировать. изменение напряжения, что приводит к резкому скачку напряжения Слив полевого МОП-транзистора.Это может (и действительно) разрушить МОП-транзистор.

Поэтому диоды Шоттки следует использовать во всех Конструкции преобразователей постоянного / постоянного тока. Сверхбыстрый диод имеет время отклика 10 наносекунд, стандартное выпрямительные диоды имеют время отклика в несколько микросекунды, тогда как у Шоттки время отклика порядка нескольких наносекунд. Диоды Шоттки также имеют гораздо меньшее прямое падение напряжения (0.3В) по сравнению со стандартными выпрямителями (0,6 В), поэтому вдвое меньше мощность тратится впустую в результате потерь VxI.

При выборе диода Шоттки основные параметры составляют: прямое падение напряжения (должно быть не более возможно), прямой ток (он должен быть больше чем пиковый вторичный ток) и обратное напряжение рейтинг. Когда полевой транзистор заряжает первичную обмотку, будет напряжение на первичной обмотке, равное входное напряжение.В обратном преобразователе анод вторичного выпрямительного диода увидит то же самое напряжение, но умноженное на коэффициент трансформации. Так что в в нашем примере для входа 5 В вторичная обмотка разовьет на нем 15 В во время зарядки Главная. Его катод будет использоваться как выход напряжение (12 В), поэтому диод должен выдерживать обратное напряжение 27В.

В этом примере дизайна хороший выбор — MBRS340. с номинальным обратным напряжением 40 В и прямым напряжение 0.53 В при пиковом токе 3 А.

MBRS340 Лист данных

Выбор выходного конденсатора

В отличие от понижающего преобразователя, который имеет непрерывный ток, протекающий от катушки индуктивности к выходу конденсатор, выходной конденсатор обратноходового преобразователя должен поддерживать выходное напряжение, когда первичный заряжен.

Пульсация на выходе состоит из двух компонентов: пульсация, вызванная разрядом выходного конденсатора когда первичный заряжается и пульсация вызванный пусковым током от вторичной обмотки обмотка в ESR выходного конденсатора. Низкий Танталовые конденсаторы ESR обычно имеют ESR <100 мОм и керамические конденсаторы значительно меньше.Параллельное соединение двух конденсаторов удвоит значение и половина СОЭ.

Пульсация, вызванная разрядкой выхода конденсатор во время зарядки катушки индуктивности продиктован по

где i — ток нагрузки в амперах, C это выходная емкость в фарадах, а дв / дт изменение выходного напряжения во времени.

Ранее мы подсчитали, что MOSFET включается. на срок 2.25us. Если нам нужна разрядка пульсации 0,5% (60 мВ) при токе нагрузки 100 мА, это означает, что нам нужна емкость

или 3.75 мкФ.

Пульсация, вызванная ESR, является продуктом пиковый вторичный ток и ESR. В нашем примере пиковый ток составляет 364 мА, а СОЭ — типичный танталовый конденсатор составляет 70 мОм, что дает пульсация 25,5 мВ.

Поэтому конденсатор 4,7 мкФ и ESR 70 м Ом должен позволять нам комфортно встречаться с нашей пульсацией. требование.

Прочие примечания к примечанию

В Значения резистора обратной связи можно рассчитать с помощью Расчет резистора обратной связи:

Калькулятор резистора обратной связи

Резисторы обратной связи были установлены на напряжение 12.04V. Значения резисторов должны быть меньше, чем 500к. Если они будут слишком высокими, они сформируют низкий пройти фильтр (и, следовательно, сдвиг фазы) с входом емкость вывода обратной связи. Высший резистор значения также более восприимчивы к наведенному шуму от индуктора. Если значения слишком низкие, они будет истощать ток с выхода без необходимости.

Пожалуйста, обратитесь к таблице данных для получения полной информации. по эксплуатации LTC3873-5

В этом тексте объясняются основы обратного хода. Конструкция импульсного источника питания преобразователя и применимо к большинству обратных преобразователей.Обратитесь к отдельные таблицы данных для полного руководства по проектирование с этой конкретной частью.

Окончательную схему LTspice можно скачать здесь (щелкните ссылку правой кнопкой мыши и сохраните как ‘.asc’ файл):

Обратный преобразователь LTC3873-5

LTspice — зарегистрированная торговая марка Linear. Technology Corporation

Конструкция обратного трансформатора для MAX1856 SL

Аннотация: Интерфейсная схема абонентской линии (SLIC) обеспечивает питание постоянного тока, звонки и функции контроля для «простой старой телефонной службы» (POTS), где предупреждение телефона является обязательным условием, но центральный звонок обычно недоступен.SLIC также использовались в приложениях терминальных адаптеров (TA), передачи голоса по Интернет-протоколу (VoIP) и сетевых оконечных устройств (NT). В этом примечании к применению представлена ​​подробная процедура проектирования обратного трансформатора, который может использоваться с MAX1856 в источниках питания SLIC.

MAX1856 предлагает недорогое решение для создания источников питания схем интерфейса абонентской линии (SLIC). SLIC обеспечивает питание постоянного тока, вызывной сигнал и функции контроля для «простой старой телефонной службы» (POTS), где предварительным условием является оповещение по телефону, но центральный звонок обычно недоступен.SLIC, которые включают функцию звонка, использовались в приложениях терминальных адаптеров (TA), передачи голоса по Интернет-протоколу (VoIP) и сетевых оконечных устройств (NT). В этом документе представлены образцы эталонных проектов источников питания для использования с типичными SLIC в двухканальных и четырехканальных контурах POTS. Каждое приложение предъявляет особые требования в зависимости от количества обслуживаемых каналов и длины цикла. Требования для трех типичных приложений представлены в таблице 1.

Таблица 1.Справочное руководство по требованиям к решению

Параметр	Приложение 1	Приложение 2	Приложение 3
Входное напряжение	12 В ± 10%	12 В ± 10%	5 В ± 10%
Обслуживаемые телефонные линии	4	2	2
Напряжение кольцевой батареи В BAT1	-80В	-80В	-80В
Регулирование напряжения кольцевой батареи	± 6.25%	± 6,25%	± 6,25%
Напряжение разговорной батареи, В BAT2	-24В	-24В	-24В
Положение о напряжении аккумуляторной батареи	± 10%	± 10%	± 10%
Постоянный ток нагрузки кольцевой батареи	25 мА	120 мА	120 мА
Ток нагрузки постоянного тока Talk Battery	120 мА	60 мА	60 мА

Топология обратного хода используется для создания требуемых отрицательных напряжений.При уровнях мощности от 75 до 100 Вт обратная топология приводит к минимальному количеству компонентов и наименьшей стоимости по сравнению с другими топологиями. На рисунке 1 показана типичная прикладная схема, использующая MAX1856 для генерации напряжения батареи звонка и разговора.

Рисунок 1. Источник питания с двумя отрицательными выходами.

Двумя наиболее важными факторами при проектировании источника питания с обратным ходом являются контроллер и конструкция трансформатора. В этих эталонных проектах используются трансформаторы, специально разработанные для этих приложений.Знакомство с конструкцией обратного трансформатора необходимо для того, чтобы выбрать правильный трансформатор для конкретного применения. В этой заметке по применению обсуждаются детали конструкции обратного трансформатора для схем на базе контроллера MAX1856. Предполагается, что вы знакомы с основными принципами работы обратного преобразователя. Сначала обсуждаются важные функциональные блоки MAX1856. Затем требования в таблице 1 рассматриваются вместе с MAX1856 для определения параметров трансформатора. Три эталонные схемы приложений служат в качестве примеров для демонстрации методов проектирования.Представление данных об эффективности и перекрестном регулировании для этих трех цепей, в заключение, дополняет статью.

Контроллер режима тока MAX1856

MAX1856 — это контроллер режима пикового тока PWM. MAX1856 использует конфигурацию прямого суммирования для обработки выходного сигнала ошибки, сигнала измерения тока и кривой компенсации крутизны. Блок измерения тока и метод компенсации наклона имеют прямое отношение к прикладной схеме и более подробно обсуждаются в следующих разделах.

Компенсация наклона в MAX1856

Для компенсации наклона MAX1856 добавляет фиксированную рампу, генерируемую генератором, к текущей рампе. Таким образом, компенсация наклона является функцией как частоты, так и рабочего цикла. Сигнал линейного изменения тока получается из тока внешнего переключателя путем измерения напряжения на измерительном резисторе (R1 на рисунке 1), включенном последовательно с источником внешнего полевого МОП-транзистора. Требования к стабильности диктуют, что добавленная крутизна должна быть не менее половины крутизны вторичного тока по величине.Увеличение добавленной крутизны сверх величины крутизны вторичного тока мало способствует дальнейшему повышению стабильности. Величина добавленного наклона фиксируется внутри для заданного рабочего цикла и частоты. Схема внутренней компенсации наклона MAX1856 добавляет линейное нарастание, которое увеличивается от 8 мВ до 50 мВ в течение 90% периода времени переключения для любой заданной частоты. Смещение 8 мВ позволяет контроллеру MAX1856 перейти к минимальному рабочему циклу при наличии легких нагрузок. Компенсация наклона влияет на выбор первичной индуктивности обратного трансформатора.Это будет обсуждаться более подробно в разделе «Конструкция трансформатора — первичная индуктивность L _P ».

Датчик тока MAX1856 с гашением

MAX1856 определяет ток внешнего переключателя с помощью измерительного резистора R1 (рисунок 1). Когда ток через R1 превышает 85 мВ, время включения ШИМ заканчивается. При включении внешнего переключателя на сигнале считывания тока присутствует пик на переднем фронте. Это происходит по следующим трем причинам:

(1) Обратный ток восстановления в выпрямительных диодах, когда обратный ход работает в режиме непрерывной проводимости (CCM).Если полевой МОП-транзистор включается во время обратного восстановления, диод действует как короткое замыкание, и в МОП-транзисторе протекает большой всплеск тока. Этот всплеск отражается в текущем сигнале считывания. Использование сверхбыстрого выпрямителя снижает величину этого тока. Более высокая индуктивность рассеяния в трансформаторе также снижает величину этого выброса. Однако увеличение индуктивности рассеяния трансформатора не является жизнеспособным вариантом, поскольку это приведет к большим скачкам напряжения на выпрямительном диоде и на полевом МОП-транзисторе во время выключения.Кроме того, вторичная индуктивность рассеяния трансформатора образует резонансный контур с паразитной емкостью выпрямительного диода. Этот звон также отражается в форме сигнала считывания тока (R5 и C10 на рисунке 1 образуют демпфер для критического гашения этого звонка).

(2) Полная емкость на стороне стока MOSFET включает емкость сток-исток MOSFET (C _ds ), паразитную емкость обмотки трансформатора, емкость перехода демпфирующего диода (C _j ) и любую другую емкость следа на доска.При включении полная эквивалентная емкость разряжается через полевой МОП-транзистор и резистор считывания тока.

(3) Рабочий ток затвора полевого МОП-транзистора также протекает через ток смысл резистор.

MAX1856 устраняет этот шум на передней кромке с помощью гашения. Поскольку проблемный шум возникает сразу после включения, MAX1856 игнорирует текущую линию считывания в течение 100 нс после включения. Как показано на рисунке 1, можно использовать дополнительный внешний фильтр нижних частот (R2, C7). Постоянная времени RC этого фильтра не должна быть слишком большой, так как это может исказить текущий сигнал считывания.Рекомендуемые типичные значения — 100 Ом для R2 и 1000 пФ для C7 (см. Техническое описание MAX1856).

MAX1856 Частота переключения

Частота переключения MAX1856 может изменяться от 100 кГц до 500 кГц в зависимости от выбора резистора R4 на рисунке 1. Частота переключения f _sw устанавливается R4 как f _sw = (5 × 10 ¹⁰ ) / R4.

Конструкция трансформатора

Рассмотрев основные особенности MAX1856, которые имеют прямое отношение к параметрам конструкции схемы приложения, теперь мы сосредоточимся на конструкции трансформатора обратного хода.В следующих разделах будет выбран итеративный описательный процесс, а не чисто математический метод. Это сделано для того, чтобы неопытный разработчик хорошо почувствовал функцию сердечника и воздушного зазора в обратном трансформаторе, а также параметры управления. В частности, выбор сердечника, выбор индуктивности первичной обмотки и выбор витков первичной обмотки — это области, рассматриваемые более подробно.

Обратный трансформатор на самом деле представляет собой спаренную катушку индуктивности. В отличие от настоящего трансформатора, его основная цель — хранить энергию, а не просто передавать ее.Идеальные магнитные материалы не могут хранить энергию. На практике небольшое количество энергии, хранящейся в магнитных материалах, заканчивается потерей. Чтобы сохранять и возвращать энергию в схему эффективно и с минимальными физическими размерами, требуется небольшой немагнитный зазор (обычно воздушный зазор), соединенный последовательно с материалом магнитного сердечника с высокой магнитной проницаемостью. Фактически вся энергия хранится в так называемых немагнитных зазорах. Сердечник обеспечивает простой путь потока с низким сопротивлением для передачи энергии, накопленной в зазоре, с обмоткой.Ядро, по сути, эффективно связывает место накопления энергии с внешней схемой. Эта функция сопровождается потерями в сердечнике из-за колебаний магнитного потока и насыщения сердечника, когда сердечник становится немагнитным выше определенного уровня плотности потока.

Согласно закону Фарадея величина колебания магнитного потока определяется путем деления скорости изменения магнитного потока (Вольт / виток) на площадь поперечного сечения сердечника и умножения на время включения переключателя. Величина введенного воздушного зазора не влияет на величину колебаний магнитного потока B _ac .Воздушный зазор изменяет наклон (уменьшает наклон — см. , рис. 2, ) кривой B-H, так что сердечник с зазором может выдерживать гораздо большее значение H без насыщения. Составляющая постоянного тока в обмотках приводит к возникновению намагничивающей силы постоянного тока H _DC на оси H контура B-H. Эта составляющая постоянного тока, в свою очередь, приводит к средней плотности потока B _dc . Следовательно, для сердечника с зазором требуется гораздо больший постоянный ток, чтобы обеспечить такую ​​же среднюю плотность потока, что и сердечник без зазора.

Рисунок 2. Петли намагничивания для ферритового трансформатора с воздушным зазором и без него. Обратите внимание на увеличенную переданную энергию DeltaH при использовании большого воздушного зазора.

Повышенная устойчивость к постоянному току становится особенно важной при работе в непрерывном режиме, поскольку ток в сердечнике никогда не падает до нуля. В непрерывном режиме ток пульсаций достаточно мал, чтобы потери переменного тока (в сердечнике) не были значительными, но в прерывистом режиме потери переменного тока могут преобладать.Обеспечивается достаточное количество витков и площадь сердечника для поддержки условий приложенного импульса, а в сердечнике предусмотрен достаточный воздушный зазор для предотвращения насыщения и поддержки компонентов постоянного тока.

Выбор сердечника трансформатора

Выбирается ядро, подходящее для выходной мощности на рабочей частоте. Основные материалы, используемые для изготовления трансформатора с обратным ходом, включают феррит, Kool-Mu и порошковое железо. Потери в сердечнике в порошковом железе выше, чем в феррите. На частотах ниже 50 кГц минимально достижимые потери в обмотке обычно превышают потери в сердечнике.Однако на более высоких рабочих частотах (> 100 кГц) потери в сердечнике также преобладают. Потери в сердечнике также зависят от обратного режима работы (непрерывный или прерывистый). Уравновешивание потерь в сердечнике и обмотке, если это возможно, приводит к наиболее оптимальной конструкции. Феррит обычно выбирается для материала сердечника в конструкциях с частотой выше 50 кГц. Произведение площади сердечника (W _a A _c ), полученное путем умножения площади магнитного поперечного сечения сердечника на площадь окна, доступного для обмотки, широко используется для начального оценка размера ядра для данного приложения.Примерное указание требуемой площади продукта:

W _a A _c = [P _O / (KΔBf _sw )] ^4/3
Где P _O = выходная мощность (Вт )
ΔB = размах плотности потока (тесла)
f _sw = частота переключения
K = коэффициент намотки

Существует множество переменных, участвующих в оценке подходящего размера сердечника. Возможности управления мощностью ядра не масштабируются линейно с произведением площади или объемом ядра.Трансформатор большего размера должен работать с меньшей удельной мощностью, потому что площадь рассеиваемой теплоты не увеличивается пропорционально объему, производящему тепло. Большинство производителей больше не предоставляют информацию о конкретных продуктах, а используют свою собственную методологию для оценки возможностей управления мощностью для данного размера ядра.

Форма сердечника не имеет большого значения при работе в непрерывном режиме из-за низких потерь переменного тока. Для работы в прерывистом режиме окно площади обмотки выбирается максимально широким, чтобы минимизировать потери в обмотках переменного тока.Сердечники EC, ETD, EFD, LP представляют собой сердечники E-E с большими широкими окнами. Приложения, требующие низкого профиля, могут получить выгоду от использования ядер EFD. Таблица подходящих типов ферритовых сердечников (Таблица 2) для различных уровней мощности дана для приложений с контроллером MAX1856 (диапазон частот от 100 кГц до 500 кГц).

Таблица 2. Выбор ферритового сердечника для конструкции трансформатора

Уровень выходной мощности	Рекомендуемые типы сердечников
от 0 до 10 Вт	EFD15, EF12.6, EF16, EE8.3 (<6 Вт), EE13, EE16, EE19
от 10 до 20 Вт	EFD17, EFD20, EF20, EE13, EE19, EE22
от 20 до 30 Вт	EFD20, EFD25, EE13, SEE16

Спецификации в таблице 1 показывают, что приложению 1 (четыре линии обслуживания) требуется выходная мощность 23 Вт, тогда как двум другим приложениям (две линии) требуется выходная мощность 11 Вт. Ядро EFD20 выбрано для приложения с четырьмя линиями, а ядро ​​EFD17 выбрано для приложения с двумя линиями 12 В в.Двухлинейное приложение 5Vin использует ядро ​​EFD15.

Решение об использовании обратноходового преобразователя

Следующим шагом является выбор режима работы обратноходового преобразователя: непрерывный или прерывистый. Прерывистый режим требует меньшей индуктивности и меньшего трансформатора, но работает с более высокими потерями в обмотке переменного тока из-за более высоких среднеквадратичных токов и более высоких потерь в сердечнике из-за большого размаха магнитного потока. Более высокие потери приводят к снижению эффективности. Более низкие потери в непрерывном режиме работы обеспечивают более низкие температуры компонентов и более высокую выходную мощность.Более высокие потери в сердечнике в прерывистом режиме могут уменьшить разницу в размерах трансформатора между двумя режимами работы. Следовательно, главный компромисс между прерывистым и непрерывным режимами — это размер трансформатора и его эффективность. С точки зрения системы, работа в непрерывном режиме обеспечивает меньший ток пульсаций, что приводит к снижению требований к конденсаторам. Прерывистый режим также приводит к плохому перекрестному регулированию в источниках питания с несколькими выходами.

Здесь уместны некоторые комментарии контура управления по непрерывному режиму.Традиционно анализ контура в непрерывном режиме считается более сложным из-за наличия нуля в правой полуплоскости (RHP) и сложной пары полюсов, которые смещаются вместе с рабочим циклом. Однако MAX1856 использует внутреннюю компенсацию и обеспечивает достаточный запас по фазе для рассматриваемых комбинаций линии и нагрузки. Это упрощает стабилизацию MAX1856 для работы в непрерывном режиме.

Учитывая все плюсы и минусы, а также требования к выходной мощности, указанные в таблице 1, выберите непрерывный режим работы.

Соображения относительно числа оборотов и рабочего цикла

Теоретически обратная схема может работать с любым соотношением витков, независимо от V _IN и V _OUT . На практике коэффициент трансформации трансформатора обратноходового преобразователя является важной переменной. Он влияет на уровни тока, связанные с первичной стороной и вторичным выпрямительным диодом. Напряжение на стоке полевого МОП-транзистора из-за отраженного выходного напряжения определяется отношением витков N. Это соотношение также определяет рабочий цикл для данного приложения.Использование слишком широкого рабочего цикла для обеспечения равного среднего тока снижает эффективность. Очень узкий рабочий цикл увеличивает ток в первичной обмотке, увеличивая рабочую температуру первичной обмотки и полевого МОП-транзистора. Следовательно, с выходами высокого напряжения и / или несколькими выходами вторичной стороны выгодно увеличивать N. Однако непрактично использовать отношение витков выше 6 или 8, поскольку это может потребовать многослойных обмоток для вторичной обмотки вперед и назад. . Конец второго слоя находится прямо над началом первого слоя.Влияние этой значительной конечной емкости между этими слоями усиливается из-за большого переменного напряжения на многих промежуточных витках. Большее количество слоев увеличивает емкость, уменьшает связь и увеличивает индуктивность рассеяния. В случае нескольких выходов может потребоваться некоторая итерация, чтобы убедиться, что все витки имеют целочисленные значения. Вторичная обмотка с самым низким напряжением обычно доминирует в этом процессе, потому что скачки между интегральными витками приводят к большему процентному изменению.

Уравнение 1, приведенное ниже, описывает соотношение между коэффициентом вращения и рабочим циклом для заданных характеристик выходного и входного напряжения.

| (V _OUTx + V _D ) | / V _IN = (N) [D / (1-D)] ———— уравнение (1)

Где
В _OUTx = Выходное напряжение на выходе ‘x’,
В _D = Прямое падение напряжения на вторичном выпрямителе
N = отношение витков (отношение витков вторичной обмотки (N _S ) к виткам первичной обмотки ( N _P ))
D = рабочий цикл полевого МОП-транзистора

Следовательно,

| (V _OUTx + V _D ) | / V _{IN, MIN} = (N) [D _MAX / (1-D _MAX ) ] ———— ур.(1a)

и

| (V _OUTx + V _D ) | / V _{IN, MAX} = (N) [D _MIN / (1-D _MIN )] — ——— уравнение (1b)

Снова обращаясь к Таблице 1, для четырех- и двухлинейных приложений со спецификацией входного напряжения 12 В выберите коэффициент поворотов

В _BAT2 / В _IN = 2 и V _BAT1 / V _IN = 6,67

Это дает 49% рабочего цикла при номинальном входном напряжении.

Однако для приложения 3 в Таблице 1 (двойная линия от входа 5 В) эта стратегия приводит к коэффициенту витков 16 для V _BAT1 .Как обсуждалось ранее, это непрактично. Поэтому выберите максимальное передаточное число 8 (для V _BAT1 ). Предполагая падение напряжения на двух выпрямительных диодах на 1 В и подставив в уравнение (1), мы имеем рабочий цикл 67% при номинальном входном напряжении. Снова используя уравнение (1), мы получаем коэффициент поворотов 2,5 для выхода разговорной батареи (V _BAT2 ).

Частота переключения

Как упоминалось ранее (см. «Выбор сердечника трансформатора»), используйте сердечник EFD15 / 17 для двух двухлинейных приложений.Чтобы получить требуемую выходную мощность 11 Вт (таблица 1) с EFD15 / 17, выберите рабочую частоту около 330 кГц для приложения 2 и частоту 500 кГц для приложения 3 в соответствии с техническими описаниями производителя ядра. Для приложения с четырьмя линиями (приложение 1 в таблице 1) выбор EFD20 в качестве ядра подразумевает минимальную частоту переключения 300 кГц. При частоте переключения 330 кГц приложение 1 с четырьмя линиями приводит к гораздо меньшему размаху потока по сравнению с приложением 2 с двумя линиями в таблице 1.Это связано с тем, что выбран больший размер сердечника. Однако более высокая выходная мощность также приведет к увеличению составляющей постоянного тока для четырехполюсного приложения. Чтобы гарантировать, что сердечник не насыщается в наихудших условиях, мы можем дополнительно уменьшить размах магнитного потока, увеличив частоту переключения и используя более низкое значение первичной индуктивности для того же тока пульсаций. Это будет означать использование большего воздушного зазора для того же сердечника, что поможет выдерживать более высокие компоненты постоянного тока. Ссылаясь на рисунок 1 и раздел «Контроллер режима тока MAX1856 — частота переключения MAX1856», R4 представляет собой резистор 100 кОм для приложений 500 кГц и 0.15 МОм для 330 кГц.

Расчет первичного и вторичного витков

Хорошей отправной точкой является работа из расчета 1 В / виток для первичной обмотки. Рассмотрение характеристик входного напряжения в таблице 1 приводит к результатам (округление до ближайшего целого числа) в 5 витках для приложения 3 и 11 витках для первых двух приложений. Поскольку в четырехлинейном приложении размах потока меньше, мы используем более агрессивное значение 1,25 В / виток для первичной обмотки. Таким образом, количество витков для приложения 1 (четырехрядная линия) изменяется на 9 витков для входного напряжения 12 В ± 10% (таблица 1).

Требуемое выходное напряжение для разговорной батареи составляет -24 В, а для звонка -80 В. Предполагая падение напряжения на вторичных выпрямителях на 1 В и 1,25 В, напряжение на вторичной обмотке трансформатора составляет -25 В и -81,25 В соответственно.

Для первого приложения (четырехрядная линия), используя подход вольт-секунд, количество витков во вторичной обмотке составляет

N _S1 = (25 / 1,25) × [D _MIN / (1-D _MIN )] = 18,46 ≈ 18
N _S2 = (81,25 / 1.25) × [D _MIN / (1-D _MIN )] = 59,98 ≈ 60

Используя аналогичный подход для приложения 2 (двухлинейный вход 12 В), мы получаем

N _S1 = 25 × [D _MIN / (1-D _MIN )] = 23,07
N _S2 = 81,25 × [D _MIN / (1-D _MIN )] = 74,76

Обратите внимание, что отношение витков, полученное с использованием уравнения вольт-секунд, дает примерно такое же значение, как и желаемое, исходя из отношения напряжений между выходом и входом ( см. «Соотношение витков и продолжительность рабочего цикла» дает вторичные витки 22 и 73 соответственно).

Для приложения 3 коэффициент трансформации не равен отношению выходного напряжения к входному. Используйте выбранный ранее коэффициент витков для расчета вторичных витков. Это дает 12,5 витков для выхода -24 В и 40 витков для выхода -80 В. По возможности избегайте полуоборотов. Поэтому измените количество витков первичной обмотки на 6 для приложения 3. Это даст 15 витков для выхода -24 В и 48 витков для выхода -80 В в приложении с двойным входом 5 В.

Первичная индуктивность L

_P Индуктивность L _P теперь может быть рассчитана из общей выходной мощности P _O , КПД η, пикового входного тока I _{P, pk} , частоты переключения f _sw и LIR, которая представляет собой отношение входного тока пульсаций (ΔI _P ) для ввода среднего коэффициента тока (I _{P, avg} ).

Средний входной ток определяется как

I _{P, avg} = [P _O / (η × В _{IN, мин.} )] ———— уравнение (2)

Где
В _{IN, мин.} = Минимальное входное напряжение
η = КПД
P _O = Общая требуемая выходная мощность

Таким образом, пиковый входной ток равен

I _{P, pk} = 2 × I _{P, средн.} / [(2-K _R ) × D _MAX ] ———— уравнение (3)

Где
D _MAX = Максимальный рабочий цикл
K _R = Отношение тока пульсаций к пиковому току

Это дает ток пульсации как

ΔI _P = 2 × [I _{P, pk} — (I _{P, avg} / D _MAX )] ———— ур.(4)

Теперь мы можем рассчитать индуктивность первичной обмотки как

L _P = [(V _{IN, min} × D _МАКС ) / (ΔI _P × f _sw )] ———— уравнение (5)

Размеры зазора определяют индуктивность на виток, достижимую для данного сердечника. Производитель ферритовых сердечников с зазором или металлических сердечников с распределенным зазором часто указывает коэффициент индуктивности A _L , выраженный в нано-Генри на квадратный виток. Уравнение (6) ниже представляет собой удобный метод расчета индуктивности для существующего сердечника с зазором для заданного числа витков.

A _L = L _P / N _P ² ————- уравнение (6)

На практике коэффициент LIR 0,4 оказался равным хороший выбор, обеспечивающий хорошее использование ядра и разумную общую эффективность. Выберите это в качестве отправной точки для расчета токов в первичной обмотке.

Используя уравнения (1) — (5) и предполагая, что эффективность составляет 70% для четырехлинейного приложения, получаем I _{P, средн.} / D _MAX = 5,74, ΔI _P = 2,3 A, I _{П, пк} = 6.89A, первичная индуктивность L _P = номинальное значение 4,98 мкГн и резистор считывания R1 = 14,5 мОм. Разработанный трансформатор имеет индуктивность первичной обмотки L _P = 4 мкГн (допуск ± 20%), поэтому R1 = 13 мОм.

Предполагая КПД 80% для более низкой выходной мощности приложения 2 (двойная линия) и используя аналогичную методологию, получаем L _P = 18 мкГн и используем R1 = 34,7 мОм. Основываясь на фактических измеренных параметрах трансформатора, индуктивность L _P = 16,7 мкГн, поэтому используйте R1 = 33 мОм.

Для приложения 3 мы получаем I _{P, avg} / D _MAX = 4.43 и ΔI _P = 1,48 A. Используя уравнение (4) и уравнение (5), первичный пиковый ток I _{P, pk} составляет 5,17 А, а индуктивность L _P составляет номинальное значение 4,2 мкГн. Чувствительный резистор R1 должен быть (100 мВ / 5,17 А) = 19,3 мОм.

Более низкие значения индуктивности приведут к большему току пульсаций, в то время как большие значения индуктивности приведут к меньшему току пульсаций. С точки зрения системы, желательны небольшие токи пульсации индуктивности из-за снижения требований к выходным конденсаторам и непрерывной работы с небольшими нагрузками.Однако из-за небольшого наклона схемы измерения тока это может привести к дрожанию ширины импульса, вызванному случайным или синхронным шумом. Добавление компенсации наклона приведет к более стабильной работе, особенно для рабочих циклов более 50% (как в случае приложения 3). Как упоминалось ранее (см. «Контроллер режима тока MAX1856 — Компенсация крутизны в MAX1856»), в MAX1856 внутренне добавляется фиксированная величина компенсации крутизны в зависимости от рабочего цикла и частоты переключения.В режиме обнаружения пикового тока средний ток может изменяться в зависимости от рабочего цикла и входного напряжения. Добавление компенсации крутизны, равной половине спада тока, заставляет средний ток катушки индуктивности следовать за напряжением ошибки, что приводит к идеальному управлению режимом тока. Добавление гораздо большей рампы компенсации наклона заставляет контроллер вести себя не так, как контроллер идеального режима тока, а больше как контроллер режима напряжения. Чтобы выбрать такое значение индуктивности, чтобы компенсация наклона была в 0,5 раза больше значения спада вторичного тока, используйте (используйте любой вторичный выход)

L _P = [(0.9 × D _MAX ) / (42 мВ × f _sw )] × (V _OUTx + V _D ) × (1 / N) × R1 × 0,5 —— уравнение (7)

Для примера приложения 3 это предполагает значение 2,85 мкГн при номинальной частоте переключения и R1 = 19 мОм. Рабочий цикл в приложении 3 намного превышает 50%, и правильная величина компенсации наклона стабилизирует формы сигналов. Выберите значение, оцененное по формуле (7). Используемый трансформатор имеет индуктивность первичной обмотки трансформатора 2 мкГн. Выберите R1 = 12 мОм.

Обмотки и размещение трансформатора

Размер первичного провода рассчитывается на основе доступной ширины обмотки и количества витков. Намерение состоит в том, чтобы обмотка покрывала всю ширину бобины BW _a , так как это обеспечит наилучшее сцепление. Используя таблицу проводов трансформатора (Таблица 3), найдите провод с внешним диаметром (включая изоляцию) OD _P = BW _a / N _P . Для каждого калибра проводов указывается размер площади неизолированного проводника в круговых милах (см).Затем рассчитайте допустимую нагрузку по току обмотки, указанную как круговые милы на ампер (CMA _P ), где CMA _P = CM _P / I _Prms и I _Prms — действующее значение первичного тока.

Таблица 3. Таблица проводов трансформатора

Размер провода AWG	Ближайший размер провода SWG	Область неизолированного проводника		Внешний диаметр (с изоляцией)
		см² x 10 -3	CIR-MIL (см)	см	дюйм
14	16	20.82	4109	0,171	0,0675
15	17	16,51	3260	0,153	0,0602
16		13,07	2581	0,137	0,0539
17	18	13,39	2052	0,122	0,0482
18	19	8.228	1624	0,109	0,0431
19	20	6.531	1289	0,0980	0,0386
20	21	5,188	1024	0,0879	0,0346
21	22	4,116	812,3	0,0785	0,0309
22		3.243	640,1	0,0701	0,0276
23	24	2,588	510,8	0,0632	0,0249
24	25	2,047	404,0	0,0566	0,0223
25	26	1,623	320,4	0,0505	0,0199
26		1.280	252,8	0,0452	0,0178
27	29	1.021	201,6	0,0409	0,0161
28	30	0.8046	158,8	0,0366	0,0144
29	31	0,6470	127,7	0,0330	0,0130
30	33	0.5067	100,0	0,0294	0,0116
31	34	0,4013	79,21	0,0267	0,0105
32		0,3242	64,00	0,0241	0,0095
33		0,2554	50,41	0,0216	0,0085
34		0.2011	39.69	0,0191	0,0075
35		0,1589	31,36	0,0170	0,0067
36	39	0,1266	25,00	0,0152	0,0060
37	41	0,1026	20,25	0,0140	0,0055
38	42	0,08 107	16.00	0,0124	0,0049
39	43	0,06207	12,25	0,0109	0,0043
40	44	0,04869	9,61	0,0096	0,0038
41	45	0,03972	7,84	0,00863	0,0034
42	46	0.03166	6,25	0,00762	0,0030
43	47	0,02452	4,84	0,00685	0,0027
44		0,0202	4,00	0,00635	0,0025

Действующее значение первичного тока трансформатора I _Prms определяется как (см. Рисунок 3 )

I _Prms = {D [I _Ppk × I _Pm + (1/3) (I _Ppk — I _Pm ) ²]} ^0.5

Рис. 3. Форма волны первичного тока в непрерывном режиме.

Рассчитанный CMA _P должен находиться в диапазоне от 200 до 500. Свыше 500 проволока недоиспользуется по пропускной способности. Скопление тока происходит вблизи поверхности, особенно на высоких частотах (то есть «скин-эффект»), и уменьшает эффективную токопроводящую площадь в проводе. Используйте многониточные обмотки, чтобы получить такой же CMA _P . Не просто скручивайте провода или скручивайте их вместе.Параллельные проводники в одной обмотке и вращение их вместе на всем протяжении намотки. Для оптимизации размера провода и количества жил в обмотке может потребоваться итерация. Ниже 200 плотность тока слишком высока. Этого можно избежать, используя сердцевину большего размера или последовательно используя несколько слоев.

При использовании нескольких слоев следует проявлять особую осторожность. Если проводник толще, чем толщина скин-слоя, сопротивление провода переменному току увеличивается по сравнению с его сопротивлением постоянному току, и потери I²R возрастают экспоненциально с увеличением количества слоев.Толщина проводника должна быть достаточно малой, чтобы поле могло полностью проникнуть через проводник, чтобы любые встречные токи на поверхностях внутренних слоев нейтрализовались. Для первичной обмотки можно использовать технику раздельной намотки, когда первый слой первичной обмотки является самым внутренним слоем, а второй слой наматывается как самый внешний слой после намотки вторичной обмотки. Это снижает индуктивность рассеяния, но требует наличия запасного штифта на катушке, чтобы обеспечить заделку центральной точки.

Теперь рассчитайте сечение провода для вторичных обмоток.Для источников питания с несколькими выходами рассчитанный пиковый вторичный ток должен соответствовать выходной мощности на этой обмотке. Это гарантирует, что диаметр вторичного провода никогда не будет завышен. Форма волны вторичного тока аналогична форме волны первичного тока, за исключением того, что наклон тока отрицательный. Для расчета пикового вторичного тока используйте

I _Spkx = (I _Ppk / N _Sx ) × (ΣP _Ox / P _O ) и I _Smx = (I _Pm / N _Sx ) × (ΣP _Ox / P _O )

Где P _Ox — выходная мощность для рассчитываемой обмотки, а P _O — полная выходная мощность.Среднеквадратичный вторичный ток определяется как

I _Srmsx = {D [I _Spkx × I _Smx + (1/3) (I _Spkx — I _Smx ) ²]} ^0,5

Вышеуказанное предполагает отдельные обмотки для каждого выхода. Высокие потери переменного тока могут возникать в обмотках, которые пропускают небольшой ток или не пропускают ток, если они расположены в области высокой напряженности магнитного поля переменного тока между первичной и вторичной обмотками. Ситуации такого рода включают в себя слегка загруженную или ненагруженную вторичную обмотку с несколькими источниками вывода.В приложениях SLIC, обсуждаемых здесь, это очень вероятная ситуация, когда питание звонка полностью загружено и нет нагрузки на питание разговорной батареи, или наоборот. Для уменьшения потерь в пассивной обмотке используйте составные обмотки (, рис. 4, ). S2 должен проводить свой собственный ток, а S1 должен проводить ток S1 и S2 вместе. Чтобы учесть это, расчет вторичного тока теперь принимает вид

I _Spkx = (I _Ppk / N _Sx ) × (ΣP _Ox / P _O ) и I _Smx = (I _Pm / N _Sx ) × (ΣP _Ox / P _O )

Где ΣP _Ox — полная мощность обмотки (остается неизменной для S2, но отличается для S1).Уравнение среднеквадратичного вторичного тока такое же. Сопоставьте токи для первичной и вторичной обмоток и рассчитайте сечение вторичного провода как CMS = CMA _P × I _Srmsx .

Рисунок 4. Наборные обмотки вторичной обмотки трансформатора.

При наличии нескольких вторичных обмоток обмотки должны быть расположены так, чтобы вторичная обмотка наивысшей мощности находилась ближе всего к первичной. Для обсуждаемых здесь источников питания с двумя выходами последовательность чередующихся обмоток P-S2-S1-P (P относится к первичной, а S относится к вторичной обмотке соответственно), начиная от самой внутренней до самой внешней обмотки, приводит к наилучшей связи между два вторичных и между первичным и каждым вторичным.В этом случае можно также подключать несколько основных слоев параллельно. Поле делится поровну между двумя частями обмотки, чтобы минимизировать запасенную энергию, а также привести к минимальным потерям I²R. Параллельное соединение считается успешным, когда равное разделение тока между параллельными путями приводит к наименьшей сохраненной энергии.

Сечения проводов для трех трансформаторов (для трех приложений) рассчитываются с использованием процедуры, описанной выше. Поскольку это итеративный процесс, окончательные результаты представлены в таблице 4.Рассчитанные ранее значения индуктивности первичной обмотки, количество витков и т. Д. Также представлены в той же таблице, чтобы представить полную картину окончательной конструкции трансформатора. Бобины, используемые для этих трансформаторов, имеют по 12 штырей. Также обратитесь к рисунку 4 в сочетании с таблицей 4, чтобы получить полное представление о конструкции трансформатора.

Порядок намотки, как упоминалось ранее, следующий (от внутреннего к самому внешнему слою), а именно; первичный, вторичный (S2), вторичный (S1) и первичный.Это дает минимальную индуктивность рассеяния и лучшее перекрестное регулирование. Используется многослойная конструкция обмоток, где S1 и S2 вместе (от контакта 4 к контакту 7) дают выходное напряжение V _BAT1 , равное -80 В для звонка, а только S1 (контакты 6-7) дает выходную батарею V _BAT2 выход -24В. Обратите внимание на рисунок 4, что вторичная обмотка S2 состоит из двух слоев (контакты 4-9 и контакты 5-8). Это сделано для отражения конструкции реальных магнитных трансформаторов DT, используемых в этих приложениях.Таким образом, трансформаторы позволяют использовать другое выходное напряжение (-48 В) для звонка при использовании того же трансформатора. Контакты 1, 2 — 12, 11 образуют первичную обмотку. В таблице также указан соответствующий номер детали магнитного трансформатора DT, который фактически используется в этих приложениях.

Таблица 4. Параметры трансформаторов, предназначенных для приложений SLIC

Параметр трансформатора	Приложение 1	Приложение 2	Приложение 3
Частота f sw (кГц)	500	330	500
Ядро	EFD20	EFD17	EFD15
Коэффициент индуктивности A L (нГн / Т²)	53	138	55
Первичная индуктивность L P (мкГн)	4	16.7	2
Пиковый первичный ток	7.5A	3A	8A
# витков первичной обмотки	9	11	6
# первичные слои	2	2	2
# первичные пряди	3	2	3
Калибр первичного провода	26 AWG	30AWG	26 AWG
# витков вторичной обмотки S2	24 (контакты 4-9) + 18 (контакты 5-8)	28 (контакты 4-9) + 22 (контакты 5-8)	17 (контакты 4-9) + 17 (контакты 5-8
# вторичные слои S2	2 (1 слой 4-9, 1 слой 5-8)	2 (1 слой 4-9, 1 слой 5-8)	1 (4-9, 5-8 чередуются)
# жилы вторичные S2	По 2 в обоих слоях	1 в каждом слое	2
Сечение провода S2	36AWG	32 AWG (4-9) + 30 AWG (5-8)	34 AWG
# оборачивает вторичную обмотку S1	18	22	15
# вторичные слои S1	1	1	1
# жилы вторичные S1	2	1	2
Калибр провода S1	36 AWG	30 AWG	34 AWG
DT Magnetics Деталь #	ДТПх20000-0001	ДТПх2000-0002	ДТПх2000-0003

Заключение

Данные об эффективности (таблица 5) при максимальной нагрузке и перекрестном регулировании (таблица 6) для этих трех приложений теперь представлены в качестве доказательства обсуждаемых концепций проектирования.

Таблица 5. Данные по эффективности для трех прикладных схем

Входное напряжение (В)	Применение 1, КПД,% (-80 В при 250 мА; -24 В при 120 мА)	Применение 2, КПД,% (-80 В при 120 мА; -24 В при 60 мА)	Применение 3 КПД,% (-80 В при 1200 мА; -24 В при 60 мА)
10,8	74,4	83,2
12	73,3	83,1
13.2	72,3	82,6
4,5			71,5
5			72,0
5,5			72,0

Таблица 6. Данные перекрестного регулирования при номинальном входном напряжении

Учет выходного напряжения	Приложение 1 (входное напряжение = 12 В)		Приложение 2 (входное напряжение = 12 В)		Приложение 3 (входное напряжение = 5 В)
	-80 В при 250 мА; -24 В без нагрузки	-80В без нагрузки; -24 В при 120 мА	-80 В при 120 мА; -24 В без нагрузки	-80В без нагрузки; -24 В при 60 мА	-80 В при 120 мА; -24 В без нагрузки	-80В без нагрузки; -24 В при 60 мА
V BAT1	-80.9	-82,7	-78,41	-79,61	-79,8	-82
V BAT2	-24,8	-22,61	-23,87	-22,93	-24,63	-23,51

Ссылки

1. Справочник по проектированию магнитопровода унитродов (SLUP003) 2001 Конструкция обратного трансформатора для серии IR40xx — Международное примечание по применению выпрямителя (AN1024) 2/13/2001.

Как спроектировать обратный преобразователь — подробное руководство

Обратный преобразователь является предпочтительной топологией при разработке приложений SMPS главным образом потому, что он гарантирует полную изоляцию выходного постоянного тока от входной сети переменного тока.Другие особенности включают низкую стоимость производства, более простой дизайн и несложную реализацию. Слаботочные DCM-версии обратноходовых преобразователей с выходной мощностью менее 50 Вт используются более широко, чем более мощные сильноточные аналоги.

Давайте изучим детали с исчерпывающим объяснением в следующих параграфах:

Полное руководство по проектированию автономного преобразователя постоянного тока с фиксированной частотой

Режимы обратного хода

: DCM и CCM

Ниже мы видим принципиальную принципиальную схему преобразователя обратный преобразователь.Основными частями этой конструкции являются трансформатор, импульсный МОП-транзистор Q1 на первичной стороне, мостовой выпрямитель на вторичной стороне D1, конденсатор фильтра для сглаживания выходного сигнала от D1 и каскад контроллера ШИМ, который может управляться ИС. схема.

Этот тип конструкции обратного хода может иметь режим CCM (режим непрерывной проводимости) или DCM (режим прерывистой проводимости) в зависимости от того, как сконфигурирован силовой полевой МОП-транзистор T1.

По сути, в режиме DCM вся электрическая энергия, запасенная в первичной обмотке трансформатора, передается через вторичную сторону каждый раз, когда полевой МОП-транзистор выключается во время его циклов переключения (также называемых периодом обратного хода), что приводит к тому, что ток первичной стороны достигает нулевой потенциал до того, как T1 сможет снова включиться в следующем цикле переключения.

В режиме CCM электрическая энергия, запасенная в первичной обмотке, не может полностью передаваться или индуцироваться во вторичной обмотке.

Это связано с тем, что каждый из последующих импульсов переключения от контроллера ШИМ включает T1 до того, как трансформатор передаст полную накопленную энергию нагрузке. Это означает, что обратный ток (ILPK и ISEC) никогда не может достичь нулевого потенциала во время каждого из циклов переключения.

Мы можем наблюдать разницу между двумя режимами работы на следующей диаграмме по шаблонам формы волны тока в первичной и вторичной частях трансформатора.

Режимы DCM и CCM имеют свои особые преимущества, о которых можно узнать из следующей таблицы:

По сравнению с CCM, схема режима DCM требует более высоких уровней пикового тока для обеспечения оптимальной мощности на вторичной стороне трансформатора. . Это, в свою очередь, требует, чтобы первичная сторона была рассчитана на более высокий среднеквадратичный ток, а это означает, что МОП-транзистор должен быть рассчитан на указанный более высокий диапазон.

В тех случаях, когда требуется, чтобы конструкция была построена с ограниченным диапазоном входного тока и компонентов, обычно выбирается fyback в режиме CCM, что позволяет использовать в конструкции относительно меньший конденсатор фильтра и более низкие потери проводимости на полевом МОП-транзисторе и трансформаторе. ).

CCM становится подходящим для условий, когда входное напряжение ниже, а ток выше (более 6 ампер), конструкции, которые могут быть рассчитаны на работу с мощностью более 50 Вт, за исключением выходов на 5 В, где характеристики мощности могут быть ниже. чем 50 Вт.

На изображении выше показан текущий отклик на первичной стороне обратных режимов и соответствующее соотношение между их треугольной и трапециевидной формами сигналов.

IA на треугольной форме волны указывает минимальную точку инициализации, которая может рассматриваться как ноль, в начале периода включения полевого МОП-транзистора, а также более высокий пиковый уровень тока, сохраняющийся в первичной обмотке трансформатора в то время, пока МОП-транзистор снова включается в режиме работы CCM.

IB может восприниматься как конечная точка текущей величины, когда переключатель МОП-транзистора включен (интервал тонны).

Нормализованное значение тока IRMS можно рассматривать как функцию коэффициента K (IA / IB) по оси Y.

Может использоваться в качестве умножителя всякий раз, когда необходимо рассчитать резистивные потери для заданного количества форм волны относительно трапециевидной формы волны, имеющей плоскую верхнюю форму волны.

Это также демонстрирует дополнительные неизбежные потери проводимости по постоянному току обмотки трансформатора и транзисторов или диодов как функцию формы волны тока.Используя эти советы, проектировщик сможет предотвратить потери проводимости от 10 до 15% с помощью такой хорошо рассчитанной конструкции преобразователя.

Учет вышеперечисленных критериев может стать критически важным для приложений, предназначенных для работы с высокими среднеквадратичными токами и требующих оптимального КПД в качестве ключевых характеристик.

Возможно, удастся устранить дополнительные потери в меди, хотя это может потребовать значительного размера сердечника для размещения существенно большей площади окна обмотки, в отличие от ситуаций, когда решающее значение имеют только технические характеристики сердечника.

Как мы уже поняли, режим работы DCM позволяет использовать трансформатор меньшего размера, обладает большей переходной характеристикой и работает с минимальными коммутационными потерями.

Поэтому этот режим настоятельно рекомендуется для цепей обратного хода, предназначенных для более высоких выходных напряжений с относительно более низкими требованиями к амперам.

Хотя можно спроектировать обратноходовой преобразователь для работы с режимами DCM, а также с режимами CCM, следует помнить одну вещь, что во время перехода из режима DCM в режим CCM эта функция переключения преобразуется в 2-полюсный режим работы, в результате чего к низкому сопротивлению преобразователя.

Эта ситуация делает необходимым включение дополнительных стратегий проектирования, включая различные петли (обратная связь) и компенсация наклона по отношению к системе внутреннего токового контура. Практически это означает, что мы должны убедиться, что преобразователь в первую очередь предназначен для режима CCM, но может работать в режиме DCM, когда на выходе используются более легкие нагрузки.

Может быть интересно узнать, что, используя усовершенствованные модели трансформаторов, может стать возможным усовершенствовать преобразователь CCM за счет более чистого и легкого регулирования нагрузки, а также высокого перекрестного регулирования в широком диапазоне нагрузок через трансформатор со ступенчатым зазором. .

В таких случаях небольшой зазор в сердечнике обеспечивается путем вставки внешнего элемента, такого как изоляционная лента или бумага, для первоначального создания высокой индуктивности, а также для обеспечения работы CCM с более легкими нагрузками. Мы обсудим это подробно в другой раз в моих последующих статьях.

Обладая такими универсальными характеристиками режима DCM, неудивительно, что он становится популярным выбором, когда требуется разработать простой, эффективный и маломощный SMPS.

Далее мы изучим пошаговые инструкции по проектированию обратноходового преобразователя в режиме DCM.

Расчетные уравнения обратного хода DCM и требования к последовательному принятию решений

Шаг № 1:
Оцените и оцените ваши проектные требования. Все проектирование SMPS должно начинаться с оценки и определения технических характеристик системы. Вам нужно будет определить и назначить следующие параметры:

Мы знаем, что параметр эффективности является решающим, который необходимо определить в первую очередь, самый простой способ — установить цель от 75% до 80%, даже если ваш дизайн недорогой.Частота коммутации, обозначенная как

Fsw, обычно должна быть скомпрометирована, чтобы максимально использовать размер трансформатора и потери, возникающие из-за переключения и EMI. Это означает, что может потребоваться выбрать частоту переключения, по крайней мере, ниже 150 кГц. Обычно это можно выбрать в диапазоне от 50 кГц до 100 кГц.

Кроме того, в случае, если в проект необходимо включить более одного выхода, максимальное значение мощности Pout необходимо будет отрегулировать как объединенное значение двух выходов.

Возможно, вам будет интересно узнать, что до недавнего времени в самых популярных обычных конструкциях SMPS использовались МОП-транзистор и контроллер переключения PWM как два разных изолированных каскада, интегрированных вместе по разводке печатной платы, но в настоящее время в современных модулях SMPS эти два каскада могут быть встроены в один корпус и изготовлены как отдельные ИС.

В основном, параметры, которые обычно учитываются при проектировании обратного преобразователя SMPS, включают: 1) приложение или характеристики нагрузки, 2) стоимость, 3) мощность в режиме ожидания и 4) дополнительные функции защиты.

Когда используются встроенные микросхемы, обычно все становится намного проще, поскольку для проектирования оптимального обратноходового преобразователя требуется только рассчитать трансформатор и несколько внешних пассивных компонентов.

Давайте подробно рассмотрим все необходимые расчеты для проектирования слабых ИИП.

Расчет входного конденсатора Cin и диапазона входного напряжения постоянного тока

В зависимости от характеристик входного напряжения и мощности стандартное правило выбора Cin, которое также называется конденсатором промежуточного контура, можно узнать из следующих пояснений:

Чтобы обеспечить широкий диапазон работы, для конденсатора промежуточного контура может быть выбрано значение 2 мкФ на ватт или выше, что позволит вам получить хороший диапазон качества для этого компонента.

Затем может потребоваться определить минимальное входное напряжение постоянного тока, которое может быть получено путем решения:

Где разряд становится скважностью конденсатора промежуточного контура, которая может составлять примерно 0,2

На рисунке выше мы может визуализировать напряжение конденсатора промежуточного контура. Как показано, входное напряжение возникает при максимальной выходной мощности и минимальном входном переменном напряжении, тогда как максимальное входное постоянное напряжение возникает при минимальной входной мощности (отсутствие нагрузки) и при максимальном входном переменном напряжении.

В условиях отсутствия нагрузки мы можем видеть максимальное входное напряжение постоянного тока, в течение которого конденсатор заряжается на пиковом уровне входного переменного напряжения, и эти значения могут быть выражены следующим уравнением:

Шаг 3:

Оценка напряжения VR, индуцированного обратным ходом, и максимального напряжения на полевом МОП-транзисторе VDS. Напряжение VR, индуцированное обратным ходом, можно понимать как напряжение, индуцированное на первичной стороне трансформатора, когда МОП Q1 находится в выключенном состоянии.

Вышеупомянутая функция, в свою очередь, влияет на максимальный рейтинг VDS МОП-транзистора, который можно подтвердить и определить, решив следующее уравнение:

Где, Vspike — это скачок напряжения, возникающий из-за индуктивности рассеяния трансформатора.

Для начала можно взять 30% Vspike от VDSmax.

В следующем списке указано, какое отраженное или индуцированное напряжение можно рекомендовать для полевого МОП-транзистора с номинальным напряжением от 650 до 800 В и имеющего начальное предельное значение VR ниже 100 В для ожидаемого широкого диапазона входного напряжения.

Выбор правильного VR может быть сделкой между уровнем напряжения вторичного выпрямителя и спецификациями MOSFET на первичной стороне.

Если VR выбран очень высоким из-за увеличенного отношения витков, это приведет к большему VDSmax, но более низкому уровню напряжения на диоде вторичной стороны.

И если VR выбран слишком маленьким из-за меньшего отношения витков, это приведет к уменьшению VDSmax, но приведет к увеличению уровня напряжения на вторичном диоде.

Увеличение VDSmax на первичной стороне обеспечит не только более низкий уровень напряжения на диоде вторичной стороны и уменьшение первичного тока, но также позволит реализовать экономичную конструкцию.

Обратный ход с режимом DCM

Как рассчитать Dmax в зависимости от Vreflected и Vinmin

Максимальный рабочий цикл можно ожидать в случаях VDCmin. Для этой ситуации мы можем спроектировать трансформатор по порогам DCM и CCM. В этом случае рабочий цикл может быть представлен как:

Шаг 4:

Как рассчитать ток первичной индуктивности

На этом этапе мы рассчитаем первичную индуктивность и пиковый ток первичной обмотки.

Следующие формулы могут быть использованы для определения пикового тока первичной обмотки:

Как только вышеперечисленное достигнуто, мы можем продолжить и вычислить индуктивность первичной обмотки, используя следующую формулу, в пределах максимального рабочего цикла.

Следует проявлять осторожность в отношении обратного хода, он не должен переходить в режим CCM из-за какой-либо формы условий избыточной нагрузки, и для этой спецификации максимальной мощности следует учитывать при вычислении Poutmax в уравнении № 5. Указанное условие также может возникнуть в случае, если индуктивность превышает значение Lprimax, поэтому обратите внимание на это.

Step5 :

Как выбрать оптимальную марку и размер сердечника:

Выбор правильной спецификации и структуры сердечника может показаться довольно устрашающим, если вы впервые проектируете обратноходовой сердечник. Поскольку это может включать в себя значительное количество факторов и переменных, которые необходимо учитывать. Некоторые из них, которые могут иметь решающее значение, — это геометрия сердечника (например, ядро ​​EE / ядро ​​RM / ядро ​​PQ и т. Д.), Размер сердечника (например, EE19, RM8 PQ20 и т. Д.) И материал сердечника (например, 3C96.TP4, 3F3 и т. Д.).

Если вы не знаете, как действовать в соответствии со спецификациями выше, эффективным способом решения этой проблемы может быть обращение к стандартному руководству по выбору сердечника от производителя сердечника, или вы также можете воспользоваться справкой к следующей таблице, которая примерно дает при проектировании обратного хода DCM 65 кГц вы используете стандартные размеры сердечника с учетом выходной мощности.

Когда вы закончите с выбором размера сердечника, пора выбрать правильную шпульку, которая может быть приобретена в соответствии с таблицей данных сердечника.Дополнительные свойства бобины, такие как количество выводов, монтаж на печатной плате или SMD, горизонтальное или вертикальное расположение — все это также может потребоваться в качестве предпочтительной конструкции. плотность потока и потери в сердечнике.

Для начала вы можете попробовать варианты с названием 3F3, 3C96 или TP4A, помните, что названия доступных материалов сердечника могут отличаться для идентичных типов в зависимости от конкретного производителя.

Как рассчитать минимальные витки первичной обмотки или обмотки

Если термин Bmax означает рабочую максимальную плотность потока, Lpri сообщает вам о первичной индуктивности, Ipri становится первичным пиковым током, а Ae определяет площадь поперечного сечения выбранного типа сердечника .

Следует помнить, что нельзя допускать, чтобы Bmax превышал плотность потока насыщения (Bsat), указанную в техническом описании материала сердечника. Вы можете обнаружить небольшие отклонения в Bsat для ферритовых сердечников в зависимости от технических характеристик, таких как тип материала и температура; однако большинство из них будет иметь значение около 400 мТл.

Если вы не найдете подробных справочных данных, вы можете выбрать Bmax 300 мТл. Хотя выбор более высокого Bmax может помочь в уменьшении количества витков первичной обмотки и более низкой проводимости, потери в сердечнике могут значительно увеличиться. Попытайтесь оптимизировать значения этих параметров, чтобы потери в сердечнике и потери в меди находились в допустимых пределах.

Шаг 6:

Как рассчитать количество витков для основного вторичного выхода (Ns) и различных вспомогательных выходов (Naux)

Чтобы определить количество витков вторичной обмотки, нам сначала нужно найти коэффициент поворота ( n), который можно рассчитать по следующей формуле:

Где Np — количество витков первичной обмотки, а Ns — число витков вторичной обмотки, Vout обозначает выходное напряжение, а VD сообщает нам о падении напряжения на вторичном диоде.

Для расчета оборотов вспомогательных выходов для желаемого значения Vcc можно использовать следующую формулу:

Вспомогательная обмотка становится решающей во всех обратноходовых преобразователях для подачи начального пускового питания на управляющую ИС. Этот источник питания VCC обычно используется для питания переключающей ИС на первичной стороне и может быть фиксированным в соответствии со значением, указанным в техническом описании ИС. Если вычисление дает нецелое значение, просто округлите его, используя верхнее целое значение чуть выше этого нецелого числа.

Как рассчитать сечение провода для выбранной выходной обмотки

Чтобы правильно рассчитать сечение проводов для нескольких обмоток, нам сначала нужно узнать среднеквадратичное значение тока для отдельной обмотки.

Это можно сделать с помощью следующих формул:

В качестве отправной точки для определения калибра провода можно использовать плотность тока от 150 до 400 круговых мил на ампер. В следующей таблице приведены рекомендации по выбору подходящего калибра проводов при использовании 200M / A в соответствии со среднеквадратичным значением тока.Он также показывает диаметр провода и основную изоляцию различного калибра суперэмалированных медных проводов.

Шаг 8:

Рассмотрение конструкции трансформатора и конструкции обмотки Итерация

После того, как вы закончили определение вышеупомянутых параметров трансформатора, становится критически важным оценить, как подобрать размер провода и количество витков в пределах рассчитанного размер сердечника трансформатора и указанный бобина. Чтобы добиться оптимального результата, может потребоваться несколько итераций или экспериментов для оптимизации спецификации сердечника с учетом калибра провода и количества витков.

На следующем рисунке показана площадь обмотки для данного сердечника EE. Исходя из расчетной толщины провода и количества витков для отдельной обмотки, можно приблизительно оценить, подходит ли обмотка к имеющейся площади обмотки (w и h) или нет. Если обмотка не соответствует одному из параметров, включая количество витков, калибр провода или размер сердечника, или более одного параметра, может потребоваться некоторая точная настройка до тех пор, пока обмотка не будет подходить оптимально.

Расположение обмоток имеет решающее значение, поскольку от этого в значительной степени зависят рабочие характеристики и надежность трансформатора. Рекомендуется использовать многослойную компоновку или структуру для обмотки, чтобы ограничить утечку индуктивности, как показано на рисунке 5.

Также, чтобы удовлетворять и соответствовать международным правилам безопасности, конструкция должна иметь достаточный диапазон изоляции между первичным и вторичным слоями обмотки. Это может быть обеспечено за счет использования структуры с запасом намотки или использования вторичного провода с тройной изоляцией, как показано на следующем соответствующем рисунке.

Использование провода с тройной изоляцией для вторичной обмотки становится более простым вариантом для быстрого подтверждения международной безопасности. законы, касающиеся конструкции импульсных ИИП обратного хода.Однако такие армированные проволоки могут иметь немного большую толщину по сравнению с обычным вариантом, что заставляет обмотку занимать больше места и может потребовать дополнительных усилий для размещения в выбранной бобине.

Шаг 9

Как спроектировать схему первичного зажима

В последовательности переключения в периоды выключения МОП-транзистора на сток / исток МОП-транзистора возникает всплеск высокого напряжения в виде индуктивности рассеяния, который может привести к сходу лавины и, в конечном итоге, к повреждению МОП-транзистора.

Чтобы противодействовать этому, на первичной обмотке обычно настраивается схема ограничения, которая мгновенно ограничивает генерируемый выброс до некоторого безопасного более низкого значения.

Вы найдете несколько схем зажима, которые можно использовать для этой цели, как показано на следующем рисунке.

Это, в частности, зажим УЗО и зажим диода / стабилитрона, причем последний намного проще сконфигурировать и реализовать, чем первый вариант. В этой схеме ограничения мы используем комбинацию выпрямительного диода и высоковольтного стабилитрона, такого как TVS (ограничитель переходного напряжения), для ограничения всплеска перенапряжения.

Функция стабилитрона заключается в эффективном ограничении или ограничении скачков напряжения до тех пор, пока напряжение утечки не будет полностью шунтировано через стабилитрон. Преимущество диодного стабилитрона заключается в том, что схема активируется и фиксируется только тогда, когда объединенное значение VR и Vspike превышает характеристики пробоя стабилитрона, и, наоборот, пока пик находится ниже пробоя стабилитрона или безопасного уровня, зажим может вообще не сработать, не допуская ненужного рассеивания мощности.

Как выбрать фиксирующий диод / номинал стабилитрона

Он всегда должен быть в два раза больше значения отраженного напряжения VR или предполагаемого всплеска напряжения.
Выпрямительный диод должен быть сверхбыстрым восстанавливающимся или диодом типа Шоттки с номиналом выше максимального напряжения промежуточного контура.

Альтернативный вариант зажима типа УЗО имеет недостаток, заключающийся в замедлении dv / dt полевого МОП-транзистора. Здесь параметр сопротивления резистора становится решающим при ограничении скачков напряжения. Если выбрано низкое значение Rclamp, это улучшит защиту от всплесков, но может увеличить рассеяние и потерю энергии. И наоборот, если выбрано более высокое значение Rclamp, это поможет минимизировать рассеяние, но может оказаться не таким эффективным для подавления выбросов.

Ссылаясь на рисунок выше, чтобы убедиться, что VR = Vspike, можно использовать следующую формулу

Где Lleak означает индуктивность трансформатора и может быть найдена путем короткого замыкания через вторичную обмотку или, альтернативно, по правилу практического значения можно включить, применив от 2 до 4% от значения первичной индуктивности.

В этом случае конденсатор Cclamp должен быть достаточно большим, чтобы предотвратить рост напряжения в течение периода поглощения энергии утечки.

Значение Cclamp может быть выбрано от 100 пФ до 4,7 нФ, энергия, накопленная внутри этого конденсатора, будет быстро разряжаться и обновляться с помощью Rclamp во время каждого цикла переключения.

Step10

Как выбрать выходной выпрямительный диод

Это можно рассчитать по формуле, показанной выше.

Убедитесь, что вы выбрали такие характеристики, что максимальное обратное напряжение или VRRM диода составляет не менее 30%, чем VRV-диод, а также убедитесь, что спецификация IF или лавинного прямого тока минимум на 50% больше, чем IsecRMS. .Предпочтительно использовать диод Шоттки, чтобы минимизировать потери проводимости.

В схеме DCM пиковый ток обратного хода может быть высоким, поэтому попробуйте выбрать диод с более низким прямым напряжением и относительно более высокими характеристиками тока с учетом желаемого уровня эффективности.

Step11

Как выбрать значение выходного конденсатора

Выбор правильно рассчитанного выходного конденсатора при проектировании обратного хода может быть чрезвычайно важным, поскольку в топологии обратного хода накопленная индуктивная энергия между диодом и конденсатором отсутствует, что подразумевает значение конденсатора необходимо рассчитать с учетом 3 важных критериев:

1) Емкость
2) ESR
3) Действующий ток

Минимально возможное значение может быть определено в зависимости от функции максимально допустимого напряжения пульсаций на выходе от пика до пика, и может быть идентифицирован с помощью следующей формулы:

Где Ncp означает количество тактовых импульсов первичной стороны, требуемых обратной связью управления для управления нагрузкой от указанных максимальных и минимальных значений.Обычно для этого может потребоваться от 10 до 20 циклов переключения.
Iout означает максимальный выходной ток (Iout = Poutmax / Vout).

Чтобы определить максимальное среднеквадратичное значение для выходного конденсатора, используйте следующую формулу:

Для заданной высокой частоты переключения обратного хода максимальный пиковый ток от вторичной обмотки трансформатора будет генерировать соответственно высокое напряжение пульсаций. через эквивалентное ESR выходного конденсатора. Принимая во внимание это, необходимо убедиться, что номинальное значение ESRmax конденсатора не превышает допустимую допустимую величину пульсационного тока конденсатора.

Окончательная конструкция может принципиально включать в себя желаемое номинальное напряжение и возможность пульсации тока конденсатора на основе фактического соотношения выбранного выходного напряжения и тока обратного хода.

Убедитесь, что значение ESR определяется из таблицы данных на основе частоты выше 1 кГц, которая обычно может находиться в диапазоне от 10 кГц до 100 кГц.

Было бы интересно отметить, что одиночного конденсатора с низким значением ESR может быть достаточно, чтобы контролировать пульсации на выходе.Вы можете попробовать включить небольшой LC-фильтр для более высоких пиковых токов, особенно если обратный ход предназначен для работы в режиме DCM, что может гарантировать достаточно хорошее управление пульсациями напряжения на выходе.

Step12

Дополнительные важные замечания:

A) Как выбрать номинальное напряжение и ток для мостового выпрямителя первичной стороны.

Это можно сделать с помощью приведенного выше уравнения.

В этой формуле PF означает коэффициент мощности источника питания, мы можем использовать 0.5 на случай, если надлежащая ссылка окажется вне досягаемости. В качестве мостового выпрямителя выберите диоды или модуль с номинальным током в прямом направлении, в 2 раза превышающим IACRMS. Для номинального напряжения можно выбрать 600 В для максимального входного напряжения 400 В переменного тока.

B) Как выбрать резистор считывания тока (Rsense):

Его можно рассчитать с помощью следующего уравнения. Чувствительный резистор Rsense встроен для определения максимальной мощности на выходе обратного хода. Значение Vcsth можно определить, обратившись к таблице данных контроллера IC, Ip (max) означает первичный ток.

C) Выбор VCC конденсатора:

Оптимальное значение емкости имеет решающее значение для входного конденсатора, чтобы обеспечить надлежащий период запуска. Обычно любое значение от 22 мкФ до 47 мкФ отлично справляется со своей задачей. Однако, если это выбрано намного ниже, это может привести к срабатыванию «блокировки пониженного напряжения» на ИС контроллера до того, как преобразователь сможет развить Vcc. Напротив, большее значение емкости может привести к нежелательной задержке времени запуска преобразователя.

Кроме того, убедитесь, что этот конденсатор самого высокого качества, с очень хорошими характеристиками ESR и тока пульсации, соответствующими характеристикам выходного конденсатора. Настоятельно рекомендуется подключить еще один конденсатор меньшей емкости, порядка 100 нФ, параллельно упомянутому выше конденсатору и как можно ближе к выводам Vcc / заземления микросхемы контроллера.

D) Настройка контура обратной связи:

Компенсация контура обратной связи становится важной для остановки генерации колебаний.Конфигурирование компенсации контура может быть проще для обратного хода в режиме DCM, чем для CCM, из-за отсутствия «нуля правой полуплоскости» в силовом каскаде и, следовательно, компенсации не требуется.

Как показано на рисунке выше, простого RC (Rcomp, Ccomp) в большинстве случаев достаточно для поддержания хорошей стабильности в контуре. В общем, значение Rcomp может быть выбрано от 1 до 20 кГц, а Ccomp может находиться в диапазоне от 100 нФ до 470 пФ.

На этом мы завершаем детальное обсуждение того, как спроектировать и рассчитать обратный преобразователь. Если у вас есть какие-либо предложения или вопросы, вы можете задать их в следующем поле для комментариев, на ваши вопросы ответят как можно скорее.

Предоставлено: Infineon

Учебное пособие Обратный преобразователь постоянного тока, связанный индуктором теории

Обратный преобразователь постоянного тока в постоянный

Если вы когда-нибудь открывали какой-либо блок питания, вы могли заметить особый компонент. Это трансформатор, но он используется в конфигурации FLYBACK или иногда называется связанной индуктивностью. Вы также заметите, что у трансформатора нет только одного входа и одного выхода, как у обычных трансформаторов. У него намного больше контактов, и мы увидим почему в этом уроке.Я покажу вам, как работает обратный преобразователь постоянного тока в постоянный. Мы уже видели повышающие и понижающие преобразователи в некоторых прошлых руководствах, но нам еще предстоит увидеть еще один, а именно преобразователь постоянного тока FLYBACK. Я покажу вам примеры того, как мы можем регулировать напряжение постоянного тока с помощью трансформатора, простой схемы и Arduino для генерации сигнала для демонстрации. Я также объясню всю теорию, лежащую в основе этого преобразователя, чтобы вы узнали, как он работает и что нужно иметь в виду, а также, самое главное, какие преимущества имеет этот преобразователь FLYBACK по сравнению с простыми конвертерами загрузки и понижения.

ЧАСТЬ 1 — Первый тест

Итак, чтобы понять, как это работает, давайте начнем с теста. Этот компонент, представленный ниже, называется дросселем и используется для переключения источников питания для блокировки более высоких частот при пропускании постоянного тока. Но мы могли бы использовать его сегодня как трансформатор 1: 1. Потому что, в конце концов, так оно и есть. У нас есть две обмотки, по одной с каждой стороны, с одинаковым количеством витков и проходящий через них ферромагнитный материал, который создает трансформатор.Мы могли бы использовать это в нашем сегодняшнем эксперименте как трансформатор FLYBACK и создать преобразователь постоянного тока в постоянный.

Я размещаю этот компонент на своей макетной плате. Я буду использовать Arduino для создания быстрого импульса ШИМ, который будет изменять свое значение с помощью потенциометра, как вы теперь можете видеть на осциллографе. Позже мы увидим, как с помощью этого импульса мы можем изменить выходное напряжение нашей схемы.

Я применяю этот импульс к некоторым транзисторам, которые будут подключены к первичной обмотке трансформатора FLYBACK.Во вторичной обмотке мы должны разместить диод, конденсатор и небольшой резистор в качестве нагрузки. Теперь я подаю 12 В на вход этой простой схемы и смотрю, что происходит. Изменяя сигнал ШИМ, мы можем изменить выходное напряжение, как и в случае с понижающими или повышающими преобразователями из прошлых руководств. Мы можем получить довольно приличный контроль над выводом. Я легко могу установить его на 5В, например, с помощью потенциометра.

Вместо потенциометра мы могли бы добавить простую обратную связь, подключенную к аналоговому входу Arduino, и установить напряжение на определенное значение, скажем, 5 В.И соединенная катушка индуктивности не обязательно должна быть такой большой. Маленький тоже подойдет. Таким образом, с помощью этой схемы очень просто регулировать напряжение постоянного тока, но не только это. У нас есть много других преимуществ, используя эту настройку, поэтому давайте начнем и посмотрим, как работает конвертер FLYBACK.

ЧАСТЬ 2 — Связанный индуктор

Хорошо, ниже мы можем увидеть ту же схему, что и в учебнике понижающего или повышающего напряжения, с катушкой и диодом. Но теперь вместо этой катушки мы используем трансформатор, в первом примере, с соотношением 1: 1.Итак, как трансформатор 1: 1 может увеличивать или уменьшать напряжение постоянного тока. Что ж, мы увидим, что когда мы добавим диод на выходе трансформатора, он будет действовать как связанный индуктор.

В трансформаторе мы проталкиваем ток через первую обмотку, а другой ток проходит через вторичную обмотку и подключенную к ней нагрузку, это что-то базовое. Позже мы увидим, что в спаренной катушке индуктивности, поскольку у нас есть диод во вторичной обмотке, когда мы проталкиваем ток через первую обмотку, ток не сможет пройти через вторичную обмотку.Но эта энергия должна куда-то уходить. Что ж, энергия будет накапливаться в сердечнике катушки индуктивности в виде магнитного поля, как мы видели в учебном пособии по повышению / понижающему напряжению.

Затем, на втором этапе преобразования напряжения, когда мы отсекаем ток от первичной обмотки, создаваемое магнитное поле схлопнется и протолкнет ток во вторичной обмотке в противоположном направлении. Вот почему в этой конфигурации наш трансформатор действует как связанный индуктор, но если мы посмотрим на значения тока и напряжения, связанный индуктор действует как трансформатор, поэтому мы можем получить коэффициент усиления, а коэффициент индуктивности определяется по этой формуле, где n — количество витков каждой обмотки.

ЧАСТЬ 3 — Обратный контур

Хорошо, давайте перейдем к подробностям. Это наша схема ниже. Здесь у нас есть соединенная катушка индуктивности с соотношением 1: 1, а первичная обмотка подключена к источнику питания через переключатель (SW1). Вторичная обмотка также имеет переключатель (SW2) для отключения нагрузки, когда это необходимо. Допустим, мы замыкаем первый переключатель и размыкаем второй переключатель. Вторичная обмотка будет в разомкнутой цепи, поэтому ток не может проходить через эту катушку. Таким образом, энергия будет накапливаться в сердечнике связанной катушки индуктивности.

Затем, в очень быстрый момент, мы размыкаем переключатель 1 и замыкаем переключатель 2. Накапливающееся магнитное поле исчезнет, ​​и ток теперь будет течь к точке вторичной катушки, поэтому падение напряжения будет таким образом, поэтому мы поменяли полярность. Итак, мы можем использовать это напряжение обратной полярности, чтобы избавиться от второго переключателя.